用于超声电机的新型驱动电源设计

超声电机是利用压电陶瓷的逆压电效应制作的一类新型电机，通常这类电机采用两组压电陶瓷谐振产生的微位移以摩擦力的形式对外持续做功。为最大程度地降低噪声，该类超声电机所采用的压电陶瓷部件谐振频率一般在20 kHz 以上，所以超声电机对激励电源的频率和波形有较高要求[1-6]。通常超声电机在常规的开关电源方波电压驱动下须匹配滤波电感与压电陶瓷装置，形成LC 低通滤波器，使电机在正弦电压下振动，否则会产生刺耳的噪声[7]。不同参数的超声电机工作频率不同，所用的压电陶瓷等效电容量不同，故需要的滤波电感量不同，因而通用性受到限制。而其他方式产生高频高压正弦脉冲，如采用传统模拟电路（高压运放）方案的正弦波激励电源，虽然波形效果很好，但存在效率低、功率管发热严重等问题，采用正弦脉宽调制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）控制的开关电源输出，则输出难以做到10～100 kHz 的宽工作范围，且同样面临低通滤波器的通用性问题[8]。

为此，本文使用多路推挽变压器串联，在单片机STM32F103 的多路同步PWM 驱动信号控制下，通过调节控制信号相对相位对电压波形进行反馈调节，使得电源在宽频率范围内无须匹配低通滤波器即可基本实现正弦波电压输出，通过前置降压电路实现输出幅值可调，满足通用性要求。

1 驱动电路设计方案

1.1 改进型压电陶瓷激励电源结构

改进型压电陶瓷激励电源结构如图1 所示。该激励电源采用普通推挽升压变压器输出电压串联叠加的方式产生梯形电压。输入端低压直流电源经过调压后再经过升压变换，可在不影响输出波形的前提下实现大范围幅值调节。

图1 激励电源结构
Fig.1 Structure of excitation power supply

1.2 基于TC4420 的可调降压电路

基于TC4420 控制器的可调降压电源电路如图2 所示，用于对输入电源电压调压。TC4420 内部集成了高速大电流推挽输出电路，电平匹配控制电路便于单片机低压IO 口驱动功率MOS 管。本电路采用一个大功率P 沟道MOS 管（IRF4905）作为开关管使电路输出电流可达10 A 以上。图2 中PWM信号输入与MOS 输出反相。单片机通过采样电路获得输出电压，并通过程序控制其幅值大小。

图2 基于TC4420 的可调降压电路
Fig.2 Adjustable step-down circuit based on TC4420

1.3 基于IR2113 的串联推挽升压列阵电路

基于耐压600 V 的半桥驱动芯片IR2113 的串联推挽升压列阵电路如图3 所示。本电路直接将其高端驱动、12 V 驱动电压与地相连，形成两路低端驱动器。图中使用4 片IR2113 芯片按照单片机的控制时序驱动8 个N 沟道MOS 管。4 路推挽电路参数一致，分别由4 路同步信号S1—S4 控制其频率和占空比。每个IR2113 刹车端（引脚11）作为使能端，在驱动信号S5、S6 的作用下实现4 路推挽电路中2 个MOS 管的同步切换，不必为每个变压器单独设计两路互补驱动信号。图3 中，推挽逆变列阵电路将图2 中的降压电路输出电压进行升压变换，同时4 个变压器串联输出作为压电陶瓷激励电压。电容C1—C4 用于减少电源输入电压波动，改善电路功率因数，可以取1 000 μF、25 V 耐压的电解电容；电容C5—C8 作为4 片IR2113 电源去耦电容，取值0.1 μF。因为推挽逆变电路要求MOS 管耐压必须大于工作电压的2 倍，故8 个MOS 管Q1—Q8 均采用50 V 耐压的IRF3525。

图3 基于IR2113 的推挽升压列阵电路
Fig.3 Push-pull Boost converter array circuit based on IR2113

1.4 反馈电路设计

LM317 线性稳压芯片及NE5532 运放组成的模拟信号反馈电路如图4 所示。电源输出交流高压经图中A、B 点输入，由于STM32F103 芯片的ADC只能单极性输入，故使用LM317 芯片产生的1.25 V 偏置电压与经过电阻分压后的交流信号相叠加，从而抵消负压，运放作为电压跟随器结合瞬态电压抑制TVS（transient voltage suppression）二极管对单片机进行过压保护。

图4 反馈电路
Fig.4 Feedback circuit

2 驱动程序设计

2.1 基于STM32F103 控制程序设计

STM32F103 单片机资源分配如图5 所示。按键配合LCD 显示完成参数设置，TIM8 输出一路PWM信号用于控制输出电压大小，定时器TIM1 输出两路相互反相的周期信号用于切换MOS 管，定时器TIM2、TIM3 输出的8 路PWM 经过与门后输出4路相位占空比相互独立的信号用于控制MOS 管通导，在100 kHz 的输出频率下，PWM 控制精度最小为0.27%。反馈采样部分使用双ADC 交替工作模式，数据通过DMA（direct memory access）模式传输完成中断执行控制程序。

图5 单片机资源分配
Fig.5 Single-chip microcomputer resource allocation

2.2 驱动信号分析与设计

驱动信号时序如图6 所示，4 路驱动信号S1—S4 频率相同，但相位及占空比可通过反馈程序调节，以实现不同负载下输出电压最大可能接近正弦波；S5、S6 同步且反相，频率为前4 路信号的一半，同时，跳变沿始终在S4 信号低电平过程的正中间，确保换向时MOS 管已经完全关闭。由于每个变压器都采用推挽电路驱动，当2 个MOS 管都关闭时，变压器原边相当于开路并且为限压箝位状态，导致副边绕组等效电感较大，同时，随着开关管的开关，4 个变压器副边串联输出等效电感呈现周期变化，输出波形并不是输入的简单叠加，需要反馈并调节驱动信号。程序基本流程如图7 所示，4 路驱动信号初始时中心对齐，占空比等差。输出后延时一定周期数，待其稳定后采样数据并对其进行滤波处理。找出电压最大值位置判断波形对称性，根据不对称程度通过PI 控制器调节驱动信号相位，待输出对称后调节驱动信号占空比，减少输出畸形并调节输出幅值。

图6 驱动信号时序
Fig.6 Timing sequences of driving signals

图7 程序流程
Fig.7 Flow chart of program

3 实验分析

3.1 压电陶瓷激励电源开路输出波形分析

本压电陶瓷激励电源分别工作在20、30、40、50 kHz 频率下的实际开路输出电压波形如图8 所示，其他频率下的开路输出电压波形也基本一致，开路输出尖刺较明显，且集中在开关管开启过程，但可以看出，电源的开路输出轮廓大体接近正弦波，可采用成本较高的半桥电路改善。

3.2 压电陶瓷激励电源带负载输出波形分析

本压电陶瓷激励电源分别工作在10、40、70、100 kHz 频率下的带负载（压电陶瓷静态等效电容为8.5 nF）实际输出电压波形如图9 所示。在容性负载的滤波下，压电陶瓷两端的电压已经很接近正弦波。负载等效电容越大，同频率下的输出波形就越接近正弦波。

图8 开路输出电压实验波形
Fig.8 Experiment waveforms of open-circuit output voltage

图9 带负载输出电压实验波形
Fig.9 Experiment waveforms of output voltage with load

TRUM60 行波电机在本电源驱动下的波形如图10 所示。该行波电机两相压电陶瓷部件静态等效电容皆为12 nF，工作最佳频率在41.3 kHz 左右。电机与驱动电源间无滤波电路，电机运行正常，无尖锐噪声。相位差通过预设两路电源计数器不同计数初值，在相同的触发电平于外部中断回调中开启计数实现。

图10 TRUM60 行波电机测试电压波形
Fig.10 Test waveforms of voltage of TRUM60 traveling wave motor

4 结语

本文设计了新型驱动电源用于超声电机驱动，该电源可提供较大范围的幅值、频率可调幅度，该电源在工作频率为10～100 kHz 范围内使用时无须考虑低通滤波器的匹配问题，即可基本实现正弦电压驱动。该激励电源工作频率由单片机晶振分频而来，精度很高而且输出调节方便，多路电源可通过硬件实现相位差同步，具有成本低、通用性强的优点。