基于ZVZCS的大功率屏蔽门驱动电源的研究

随着我国城市人口的不断增加，城市轨道交通 系统得到了大力发展[1-2]。屏蔽门是城市轨道交通系统中的关键设备之一，当轨道车辆到达站台后，屏蔽门按照控制系统的指令迅速打开，在乘客完成上下车后，屏蔽门在电机驱动下关闭并保持[3]。当多台门机同时动作时，屏蔽门系统要给门机驱动机构瞬时提供较大的功率输出，同时供电电压不能有太大波动，这就要求屏蔽门供电电源在大负荷突变的情况下，具备良好的载荷能力及较强的鲁棒性[4]。另外，由于屏蔽门系统负荷电流较大且频繁动作，因此，对其转换效率及电磁干扰EMI（electro-magnetic interference）抑制也提出了更高的要求。

全桥变换电路拓扑相对于其他DC-DC变换器拓扑具有更高的功率密度，因此常被应用于大功率场合，而常规PWM控制方法会使得全桥DC-DC变换器工作在硬开关状态下，产生很大的开关功率损耗，引起电路发热、干扰控制与驱动系统、影响电源稳定性等诸多问题[5]。目前，屏蔽门驱动电源大多采用零电压开关 ZVS（zero voltage switching）全桥移相控制技术，在换流期间，谐振电感与开关管的寄生电容谐振相互作用依次实现4个开关管零电压开关[6]。通过这种方式，可以使得变换器损耗大大降低,提高了变换器的转换效率和功率密度，且有效地减小了电能变换引起的EMI和环境噪声 [7]。但ZVS移相控制方法有着变压器副边存在较大占空比丢失、轻载时难实现ZVS以及原边存在较大环流等诸多问题[8]。因此，为了改善与消除当前屏蔽门驱动电源存在的问题与不足，本文根据门机供电电源的要求，采用了一种滞后臂串联二极管的零电压零电流开关ZVZCS（zero voltage zero current switching）移相全桥拓扑电路[9]，设计了一类大功率直流供电模块。该模块具有开关损耗低、转换效率高、控制电路简单等特点。针对ZVZCS移相全桥电路的拓扑，详细地分析了移相全桥变换器在稳定工作条件下，一个周期内的不同开关模态，从能量转换的角度分析了开关管以及辅助器件的工作状态，并给出了关键波形；通过研究换流时，超前臂开关管关断后，并联谐振电容C1、C3充放电过程，从而分析了超前桥臂实现ZVS的前提条件，以及谐振电容容值对超前臂ZVS的影响；根据滞后桥臂零电流开关ZCS（zero current switching）条件以及变压器原边电流Ip的复位时间，并综合考虑开关管的耐压条件，给出了主电路隔直电容Cb的取值范围；进一步推导出变换器最大有效占空比的计算公式；分析了ZVZCS移相全桥拓扑电路的超前、滞后臂的开关管的开通损耗和关断损耗。最后，根据设计要求，完成了1台额定功率为2.2 kW的样机研制，给出了轻载和重载条件下，超前臂ZVS/滞后臂ZCS、负载跳变的关键波形，以及所设计电源在整个负载范围内的效率曲线。实验结果验证了所设计的电源系统及控制方法的正确性和有效性。

1 供电电源设计

1.1 负荷特点

屏蔽门系统开关门循环1次为2 min，其中开门瞬间2 s，开门过程3 s，开门保持20 s，关门瞬间2 s，关门过程3 s，关门保持90 s。其电力负荷如图1所示。从图中可以看出，在门机开、关动作瞬间，电机电流瞬速上升，输出功率急速增加，但此时供电电源的电压不能有较大波动。此外，由于屏蔽门系统在城市轨道运行期间频繁地动作。因此，屏蔽门系统的供电电源在动态特性及转换效率上有着较高的要求。

图1 地铁屏蔽门单电源模块电力负荷
Fig.1 Power load of single power supply module for subway shield gate

1.2 供电电源的系统框图

直流供电电源主要由主电路和控制电路两部分构成。其中主电路主要完成AC 380 V到DC 110 V的电能转换，包括EMI滤波网络、三相整流电路、DC/AC全桥逆变电路、高频变压器、输出整流滤波电路等。控制电路主要包括电压/电流采样调理电路、移相控制器和脉宽调制PWM（pulse width modulation）驱动电路等部分。供电电源还包括温度保护、LED显示、通信接口等外围电路。其系统框图如图2所示。

图2 直流供电电源设计框图
Fig.2 Block diagram of design for DC power supply

2 移相控制ZVZCS全桥变换器工作原理

2.1 移相全桥电路拓扑

本文设计的直流供电电源采用ZVZCS移相全桥主电路拓扑结构，如图3（a）所示。其中：开关管Q1、Q3组成超前桥臂，开关管Q2、Q4组成滞后桥臂；C1、C3为超前臂开关管并联的高频谐振电容；D2、D4为滞后臂上串联的反向电流阻断二极管；Cb为隔直电容，作用是使初级电流复位和防止主变压器偏磁而饱和；T为高频变压器（原副边匝比为n），实现功率变换及其原副边的电气隔离；Lk为变压器漏感；D5～D8构成高频整流桥；电感Lf和电容Cf组成输出滤波网络。图3（b）为移相全桥ZVZCS变换器在1个开关周期内的主要波形。

2.2 ZVZCS的开关模态

移相全桥ZVZCS电路在1个开关周期中有10个开关模态。由于其具有对称性，仅需分析半个周期[10-11]。

模态 1：[t0-]时刻，能量传输。

在t0时刻以前，Q1、Q4导通，输入电压Vin为副边传递能量，原边电流给隔直电容Cb充电，其两端电压不断上升，则有

图3 移相全桥ZVZCS变换器的主电路拓扑结构及主要波形
Fig.3 Main circuit topology of phase shifted full-bridge ZVZCS converter and its key waveforms

式中：Io为负载电流；VCbp为隔直电容Cb电压峰值。假设输出滤波电感Lf容量足够大，可以看作1个恒流源，即IP=Io/n，原边电流可以近似看作滤波电感电流。副边工作在整流状态，D5、D8导通，为负载输出能量。

模态 2：[t0，t1]时间段，充放电。

t0时刻，关断Q1，原边电流IP从Q1转移到C1和C3支路中，由于C1的存在，其两端电压不能突变，所以Q1是零电压关断的。此时输出滤波电感Lf和漏感Lk串联，原边电流IP近似不变。副边处在整流状态，D5、D8导通，为负载输出能量。在 t1时刻，C1充电完成，C3放电至0，D3自然导通，结束模态2。

模态 3：[t1，t2]时间段，原边电流 IP复位。

D3导通后，此时开通Q3，则Q3是零电压开通。此时两桥臂中点电压Vab=0，原边电流在VCb电压作用下线性减小，即

图4 各模态等效电路
Fig.4 Equivalent circuits in each mode

此时变压器原边电压极性改变，副边感应电势下正上负，D5～D8全部导通，副边开始工作在续流状态。t2时刻，原边电流Ip减少到0，模态3结束。

模态 4：[t2，t3]时间段，原边断续。

原边电流Ip为0时，由于D4的反向阻断作用，所以原边电流保持为0，此时关断Q4，则Q4为零电流关断。在t3时刻打开Q2，由于漏感的存在，原边电流不能突变，所以Q2是零电流开通的，此时副边继续工作在续流状态。

模态 5：[t3，t4]时间段，占空比丢失。

开通Q2后，隔直电容Cb反向充电。由于漏感的存在，原边电流是线性增长的，t4时刻之前，原边电流不能够提供负载电流，副边仍然处在续流阶段，此时副边占空比丢失。

模态 6：[t4，t5]时间段，能量传输 0。

t4时刻，原边电流能够提供负载电流，副边二极管D6、D7导通，恢复整流状态，为负载输出能量。随后开始电路的另外半个开关周期。

3 移相控制ZVZCS全桥变换器电路特性分析

3.1 软开关ZVS特点分析

根据工作模态2，移相全桥ZVZCS变换器工作模态分析可知，要想实现超前臂零电压开通，必须满足以下条件[12]。

（1）换流期间要有足够的能量抽走将要开通的电容C1上的电荷，并且同时给同一桥臂上的电容C3充电。考虑到变压器原边绕组寄生电容Ct，则能量必须满足

（2）为了保证超前臂实现ZVS，则要求死区时间td大于模态2中电容充放电时间t01，即

由式（4）可知，电容充放电时间t01与负载成反比，即负载越大，实现ZVS越容易。而在轻载时，要求td应该越大。因此，超前臂并联谐振电容C1、C3的选取对开关管零电压开通有直接影响。

3.2 软开关ZCS特点分析

根据工作模态3，要想实现滞后臂的ZCS，原边电流Ip必须减少至0后，再开通滞后桥臂的开关管Q2、Q4。原边电流Ip减小到0所用时间t12为

隔直电容电压峰值VCbp可以表示为

综合式（5）、式（6）得

式中：Deff为副边有效占空比，0＜Deff＜1；Ts为开关周期。从式（7）可知，t12与负载电流无关，与副边有效占空比Deff成反比，即在任意负载和输入电压变化范围内可以实现滞后桥臂零电流开关。考虑到开关管耐压随着Cb减小而增大，所以Cb应该取值更大[13]。 但根据图4，t12还应满足

式中，Dd为死区时间。因此Cb的最大值为

3.3 最大有效占空比Deffmax分析

最大占空比的确定如图5所示。根据图5，本变换器的最大有效占空比[14]为

式中：treset为模态3原边电流复位t12时间段；tzcs为模态4原边电流断续t23时间段；tloss为模态5占空比丢失t34时间段。可见，最大占空比受限于3个参数。

再根据第2.2节分析可知

图5 最大占空比的确定
Fig.5 Determination of the maximum duty cycle

从式（11）可知，treset与负载电流无关，而应该尽量减少漏感以达到最大占空比控制范围。

tzcs也是滞后臂实现ZCS的时间，与开关管的开关特性有关，tzcs应该比少数载流子的复合时间长，防止上下桥臂直通。

tloss为占空比丢失的时间，丢失的原因是由于谐振电感的存在。在变换器换流期间，原边电流Ip不能突变，开始时不足以提供负载电流，二次侧整流管全部导通，变压器二次侧电压为0，使得二次侧占空比小于一次侧占空比，两者差值则称为占空比丢失。丢失的时间表示为

综上分析，最大有效占空比应满足

3.4 开关损耗分析

3.4.1 超前臂开关损耗计算换流时超前臂的开通损耗为

式中：Vs为直流母线电压；Vd为换流结束时IGBT两端电压。

由于死区时间大于并联谐振电容C1、C3充放电时间，即C1、C3死区时间内完成了充放电，所以Vd=Vs，超前臂开通损耗Eon=0。

IGBT关断过程存在电流拖尾现象，使得IGBT的集电极电压和射极电流出现重叠部分，产生了关断损耗[15]。将关断过程中的电压电流线性化处理，则关断损耗近似为

式中，tf为IGBT电流下降时间。从式中可知，关断损耗Eoff和并联的谐振电容成反比。

3.4.2 滞后臂开关损耗计算

由于在滞后臂关断之前，原边电流一直保持为0，实现了ZCS关断，不会产生关断损耗。同时，在设置好的死区时间后开通另一个开关管，由于漏感的存在，原边电流不会突变，同样保持为0，所以不会产生损耗，实现了ZCS开通。

图6 各个桥臂软开关
Fig.6 Soft switching on each bridge arm

4 仿真和实验验证

4.1 仿真验证

对所提出的全桥变换器，在PSIM仿真软件中搭建了仿真模型，仿真模型主要参数如表1所示，仿真波形如图7所示。

图7（a）给出了变换器的主要波形，从图中可以看出，当变换器初级向次级传输能量时，隔直电容Cb两端电压是线性变化的。当逆变输出电压为0时，Cb电压恒定，看作恒压源，使初级电流尽快降为0，为滞后臂ZCS提供了条件。图7（b）为变压器一次侧和二次侧电压波形，从图中可以看出，占空比丢失很小。丢失的部分为换流时原边电流不足提供负载电流这段时间，所以，为了减少占空比的丢失，应该尽量减小漏感以增大电流的上升斜率。

表1 仿真模型参数
Tab.1 Parameters of simulation model

图7 仿真波形
Fig.7 Simulation waveforms

图 7（c）是超前臂 Q1、Q3的 ZVS 波形。 从图中可以看出，当开关管集电极和发射极间的电压降到0时，开关管栅极电压才上升，开通IGBT，实现ZVS。 图 7（d）给出了滞后臂 Q2、Q4的 ZCS 波形，从图中可以看出，当初级电流维持在0时，才关断IGBT。滞后臂很好地实现了ZCS。

4.2 实验验证

研制了1台地铁屏蔽门驱动电源样机,如图8所示。主要元器件参数和型号如下：超前臂并联的谐振电容 C1=C3=470 pF；谐振电感 Lk=5 μH；隔直电容 Cf=2 μF；输出滤波电感 Lf=120 μH；输出滤波电容 Cf=2 640 μF；开关频率 fs=20 kHz；副边整流二极管为DSEI60-10A；超前臂IGBT为APT45GP120B 2DQ2G；滞后臂IGBT为APT45GP120B2；滞后臂串联二极管为DSEI60-12A。实验波形如图9所示。

图8 驱动电源样机
Fig.8 Prototype of drive power supply

图9 实验波形
Fig.9 Experimental waveforms

图 9（a）和图9（b）给出了变换器主要实验波形及其变压器一次侧和二次侧电压实验波形，从波形可以看出，这些波形和理论分析一致，占空比丢失很小；图9（c）为变换器超前臂IGBT栅极驱动电压和集电极电压实验波形，可见，变换器在轻载时也很好地实现了超前臂ZVS开通；图9（d）与图9（e）是变换器滞后臂IGBT栅极驱动电压和原边电流实验波形，分析可得，变换器实现了滞后臂ZCS关断，很好地解决了ZVS中滞后臂难实现软开关的问题；图 9（f）中，负载从 20%跳跃到 80%时，变换器超调量 σ%≤2.0%，其动态指标良好；由图9（g）可以看出，变换器从满载（2 200 W）到最大负载（3 300 W）时，输出电压稳定，在最大负载时变换器正常工作2 s，符合屏蔽门应用场合。

图10给出了变换器额定输入380 V交流电在不同负载时的整机变换效率。在1 540 W时，变换器效率达到最大值为91.91%，满载输出时效率为91.65%。由图可知，变换器在绝大部分负载点效率都大于90%，具有良好的节能效果。

图10 整机变换器效率
Fig.10 Efficiency of the whole converter

5 结论

（1）针对轨道交通系统中的屏蔽门供电电源的要求，设计了一类大功率直流供电模块，采用了一种滞后臂串联二极管的ZVZCS移相全桥拓扑电路，提高了屏蔽门供电电源的供电效率。

（2）对所提出的电路进行了详细分析，推导超前臂实现ZVS的前提条件，分析ZCS的实现过程，研究变压器原边电流复位时间与隔直电容之间的关系，推导隔直电容的取值范围。进而分析电路最大占空比的计算公式。由分析可知，所设计的移相全桥电路能够在较宽范围内实现ZVZCS软开关，占空比丢失很小，开关损耗降低，整机效率最高达到了91.91%。