一种应用于储能系统的两级式直流变换器拓扑与设计

1 引言

近年来，随着新能源发电的快速发展，新能源发电弃电问题逐渐显现，造成了资源的大量浪费，而储能技术则被认为是解决该问题的有效途径。常见的储能技术通常可分为物理储能、电磁储能和电化学储能方式等，各种储能方式在容量和功率密度方面有着明显的差别，各有优缺点，适用场合也各不相同[1-3]，但是储能系统普遍具有功率双向流动、工作电压范围宽的特点；另外，储能系统通常通过双向直流变换器接口接入电压等级较高的直流母线，以满足并入交流电网的要求，因此为储能系统配备的双向直流变换器接口需要具有功率双向流动、宽电压调节范围、高电压变比的特点，并且应具备电气隔离功能，保障储能系统的安全。

隔离型双向直流变换器拓扑主要以双主动全桥(Dual Active Bridge，DAB)变换器和CLLLC谐振型直流变换器为代表。DAB变换器主要采用桥间移相控制，通过控制桥间移相角来控制功率的双向流动[4]，但是DAB变换器工作在电压不匹配状态时容易失去软开关特性，造成较大的开关管电流应力，增加开关管的开关损耗，并且在DAB变换器重载时，尤其在低压侧会存在较大的回流功率，增加了开关管的导通损耗。目前针对DAB变换器的研究主要集中在减少开关管的电流应力，减少回流功率，拓宽软开关范围等方面，在文献[5-7]中分别针对回流功率和软开关范围等优化目标提出了改进的多重移相控制方法，但是控制方法较为复杂，难以获得实际应用。CLLLC谐振型直流变换器作为近年来受到广泛关注的一种谐振型拓扑，具有双向运行特性一致，开关损耗小，回流功率小，功率密度高的优点[8]，文献[9，10]对CLLLC谐振型直流变换器的参数设计和变频控制方法进行了研究，但是由于CLLLC谐振型直流变换器的电压增益特性与负载有关，应用于宽范围调压时存在频率变化范围宽，谐振腔参数设计困难的问题，并且谐振腔中含有较多的磁性元件，不利于磁性元件的集成和变换器功率密度的提高。

鉴于以上隔离型双向直流变换器存在的问题，本文提出了一种CLLC谐振型直流变换器与交错Buck/Boost变换器级联的两级式直流变换器结构，CLLC谐振型直流变换器的谐振腔参数是基于电路等效变换原理，由CLLLC谐振腔参数等效变换而来，减少了谐振腔中的磁性元件数目，更有利于减少磁性元件的损耗和磁集成。交错Buck/Boost变换器可以在相同的电感电流纹波要求下采用较低的开关频率，减少开关损耗，同时也能减少导通损耗。两级式直流变换器中的CLLC谐振型直流变换器采用定频开环控制，工作频率固定在谐振腔的谐振频率点，实现恒定的电压变比和高效电能传输。交错Buck/Boost变换器采用PWM控制，负责储能系统的功率控制。利用仿真对两级式直流变换器的工作原理和控制方法进行了验证，最后，搭建了1kW的两级式直流变换器和DAB变换器实验样机进行了实验验证和效率对比。

2 两级式直流变换器拓扑与参数设计

2.1 CLLC谐振型直流变换器拓扑与参数设计

文献[11]中提出的CLLLC谐振型直流变换器拓扑结构如图1所示，VDC为高压直流母线电压；RL为低压侧等效负载电阻；C1和C2分别为谐振腔高压侧和低压侧的谐振电容；L1和L2分别为谐振腔高压侧和低压的谐振电感；Lm为高频变压器的励磁电感；n为高频变压器的变比；i1和i2分别为高频变压器原边和副边的谐振腔谐振电流。

图1 CLLLC谐振型直流变换器拓扑
Fig.1 Topology of CLLLC resonant DC/DC converter

CLLLC谐振型直流变换器的谐振腔参数满足如式(1)和式(2)所示的关系，当其工作在谐振频率点时可以获得稳定的电压增益，与负载变化无关。

(1)

(2)

式中，f0为CLLLC谐振型直流变换器谐振频率。

本文基于谐振腔端口电压电流瞬时值等效原则，在不改变CLLLC谐振腔谐振频率和谐振电容值的情况下，将CLLLC谐振腔简化为CLLC谐振腔结构，减少了磁性元件的数目和磁性元件的损耗，便于利用高频变压器的漏感进行磁集成。得到的CLLC谐振型直流变换器的拓扑如图2所示，相比CLLLC谐振型直流变换器，变压器副边减少了一个电感元件，图2中，Ls为CLLC谐振腔的谐振电感；M为CLLC谐振腔高频变压器的励磁电感，n′为CLLC谐振腔高频变压器的变比。

图2 CLLC谐振型直流变换器拓扑
Fig.2 Topology of CLLC resonant DC/DC converter

如图1和图2的CLLLC和CLLC谐振型直流变换器，其谐振腔的基波等效电路如图3和图4 所示。其中，根据两种谐振腔等效的原则，CLLLC谐振腔和CLLC谐振腔的谐振腔电流和电压均相同。利用网孔电流分析法分别列写图3和图4所示的谐振腔等效电路的网孔电流方程如式(3)和式(4)所示。

图3 CLLLC谐振腔基波等效电路
Fig.3 Equivalent circuit of CLLLC resonant tank

图4 CLLC谐振腔基波等效电路
Fig.4 Equivalent circuit of CLLC resonant tank

(3)

(4)

式中，K为高频变压器的变比折算系数，则有为折算到高压侧的低压侧谐振电流；和分别为折算到高压侧的低压侧谐振电感和谐振电容。

由式(3)和式(4)可以得到经过等效变换后的CLLC谐振型直流变换器的谐振电感、励磁电感和高频变压器变比折算系数的表达式，如式(5)～式(7)所示。

(5)

(6)

(7)

通过式(5)～式(7)的等效变换方法，可以得到CLLC谐振腔参数的设计方法，归纳如下：

(1)首先确定CLLLC谐振型直流变换器高频变压器的变比n，当CLLLC谐振型直流变换器作为高频直流变压器应用时，可按式(8)确定高频变压器的变比。

(8)

式中，VCM为CLLLC谐振型直流变换器的低压侧设计输出电压。

(2)确定CLLLC谐振腔的谐振频率。

(3)确定CLLLC谐振腔参数，为了保证开关管实现ZVS(Zero Voltage Switching)软开关，励磁电感值与开关频率fs、死区时间tdead以及开关管的寄生电容Coss需满足式(9)所示的关系[12]。

(9)

谐振电感L1是根据励磁电感与谐振电感的比值nL确定，根据文献[13]可知，nL取值越大，CLLLC谐振型直流变换器在谐振频率点附近的电压增益越平稳，在变换器作为直流变压器应用时，能够减少谐振腔参数设计误差造成的电压增益的误差，但是nL取值也不能过大，否则会使原边开关管失去ZVS软开关。因此，综合考虑nL一般取15～20。在确定谐振电感以后，可以根据式(1)确定谐振电容C1和C2。

(4)在确定CLLLC谐振腔的参数以后，可以根据式(5)～式(7)获得等效的CLLC谐振腔参数，根据等效变换原理，等效变换并不改变谐振频率和谐振电容，只是对电感元件和变比进行了变换。

2.2 交错Buck/Boost变换器拓扑与参数设计

交错Buck/Boost变换器的拓扑结构如图5所示，采用交错并联技术可以在相同电感输入电流脉动的条件下，采用较低的开关频率，减少开关管硬开关带来的开关损耗，同时也可以减少导通损耗。采用磁集成技术可以减少磁性元件的数目，由文献[14]可知耦合电感采用反向耦合方式可以使变换器获得较快的动态响应速度和较大的等效自感值，一般耦合电感采用反向耦合方式。

图5 交错Buck/Boost变换器拓扑
Fig.5 Topology of interleaved Buck/Boost converter

耦合电感的自感值，可按照式(10)进行计算，针对中大功率应用场合，一般希望电感电流工作于连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，电感电流纹波系数r一般优化选取0.3～0.4[15]。

(10)

式中，VCMmax为交错Buck/Boost变换器高压侧的最高输入或输出电压；Vomin为交错Buck/Boost变换器低压侧的最低输入或输出电压；ΔI为电感电流脉动值；fb为交错Buck/Boost变换器的开关频率。

本文中储能系统的电压变化范围为40～60V，为了防止后级变换器占空比饱和，CLLC与交错Buck/Boost变换器之间的直流母线电压可设计为70～80V之间。储能系统最大负载电流为50A，电感电流纹波率取0.4，开关频率取20kHz，根据式(10)计算可得耦合电感的自感值取100μH较为合适。由于本文中的交错Buck/Boost变换器始终工作于占空比大于0.5的大占空比工作模式。文献[16]中详细推导了变换器工作于不同的模态下耦合电感的等效自感表达式，当占空比大于0.5时，采用反向耦合方式的每相耦合电感电流脉动量与非耦合方式下的每相电感电流脉动之比为Ki，可以得到Ki的表达式如式(11)所示。

(11)

式中，k为耦合电感的耦合系数，当采用反向耦合方式时，k∈[-1，0]。

在不同的耦合系数条件下，采用电感反向耦合与不耦合方式的电感电流脉动之比Ki随占空比D的变化情况如图6所示。由图6可以看出，随着耦合系数绝对值的增大，电感电流的脉动逐渐增大，因此耦合系数的取值不应过大，本文耦合电感磁心采用铁氧体EE70磁心，由文献[17]中的反向耦合电感绕制方法可知，铁氧体磁心边柱和中柱气隙与耦合电感的关系如式(12)所示。

(12)

式中，δc为EE磁心的中柱间的气隙长度；δs为边柱气隙长度。

图6 电感电流脉动之比与占空比的关系(D>0.5, CCM)
Fig.6 Relationship between ratio of inductance current
ripple and duty cycle(D>0.5, CCM)

因此，为了方便磁心气隙的设计，同时又不至使变换器的电感电流脉动较大，耦合系数选择为1/3，此时EE磁心边柱气隙与中柱气隙相等。

3 两级式直流变换器的控制

本文采用的CLLC谐振型直流变换器与交错Buck/Boost变换器级联的两级式直流变换器结构如图7所示，CLLC谐振型直流变换器作为高频直流变压器，其高压全桥与直流母线相连，开关频率等于谐振腔的谐振频率，主要实现高电压变比和能量的高效传输。假设功率由高压直流母线向储能系统充电时功率方向为正方向，当功率正向传输时开关管S1与S4，S2与S3分别施加占空比为50%的触发脉冲信号，低压侧开关管可以不施加触发信号或者施加同步触发信号使其工作于同步整流模式，当功率反向传输时，低压侧开关管采用占空比为50%的触发脉冲信号，高压侧开关管可以不控或者控制为同步整流模式。

图7 两级式直流变换器拓扑
Fig.7 Topology of two-stage DC/DC converter

交错Buck/Boost变换器负责储能系统的功率控制，采用PWM控制方式，控制结构如图8所示。Iref为储能系统的指令电流值，Isoc为储能系统的电流值，当给定的电流指令为正值时，变换器工作于降压模式，功率正向传输，此时高压直流母线为储能系统充电；当给定的电流指令为负值时，变换器处于升压模式，此时储能系统向高压直流母线放电。

图8 交错Buck/Boost变换器的控制方式
Fig.8 Control method of interleaved Buck/Boost converter

4 仿真与实验

4.1 算例仿真

为了验证两级式直流变换器的工作原理和控制方法的有效性，利用Matlab/Simulink仿真软件搭建了两级式直流变换器的仿真模型，CLLC谐振型直流变换器的谐振频率取55kHz，死区时间100ns；交错Buck/Boost开关频率20kHz。CLLC谐振腔的谐振电感Ls=97.619μF；励磁电感M=952.38μH；谐振电容C1=0.168μF，C2=10.718μF；高频变压器变比折算系数K=0.9524。高压侧直流母线电压VDC=600V，中间母线电容电压设计值VCM=75V；储能工作电压范围为40～60V；充电模式下，最大充电电流为50A，最大充电功率为3kW；放电模式下，最大放电电流为50A，最大放电功率为2kW。

由于两级式直流变换器正反向运行特性相似，以正向运行为例，CLLC谐振腔电压和电流波形如图9所示。图9(a)和图9(b)分别给出了两级式直流变换器在充电电流50A时的谐振腔电压和电流波形。由仿真结果可以看出，CLLC谐振型直流变换器工作在谐振频率点时，谐振腔电流可看做正弦波形，而且谐振腔副边电压和电流基本同相位，低压侧基本没有功率回流。

图9 CLLC谐振腔电压和电流波形
Fig.9 Current and voltage waveforms of
CLLC resonant tank

图10和图11中分别给出了CLLC谐振型直流变换器在满载和轻载时，开关管S1和S5两端的电压和流过电流的仿真波形，由仿真结果可以看出，CLLC谐振型直流变换器能够从轻载到重载的宽负载范围内实现高频变压器原边侧开关管的ZVS开通和副边侧开关管的ZCS(Zero Current Switching)关断。

图10 满载时开关管S1和S5的电压和电流波形
Fig.10 Voltage and current waveforms of S1 and S5 at full load

图11 轻载时开关管S1和S5的电压和电流波形
Fig.11 Voltage and current waveforms of
S1 and S5 at light load

为了验证所提出的两级式变换器的控制原理，分别针对储能系统充电模式和放电模式进行了仿真分析。图12(a)为储能系统充电时的充电电流和两级式变换器输出电压的变化情况，此时两级式直流变换器工作于降压模式，0.02～0.04s储能系统的充电电流指令由30A升高至50A，两级式直流变换器输出的充电电流Isoc能够实现对指令电流的准确跟踪，输出电压升高至60V。图12(b)为储能系统放电时的放电电流和两级式直流变换器端口电压的变化情况，此时两级式变换器工作于升压模式，0.02～0.04s储能系统的放电电流指令由30A升高至50A，两级式直流变换器输出的放电电流Isoc能够实现对指令电流的准确跟踪，输出电压降低至40V。

图12 储能系统充电和放电时的端口电压和电流
Fig.12 Voltage and current during charging and discharging
of energy storage system

4.2 样机实验

为了验证设计的两级式直流变换器的实用性，实验室分别搭建了一台1kW的两级式直流变换器和DAB变换器的原理验证样机。CLLC谐振型直流变换器和DAB变换器的高压侧开关管采用SiC MOSFET C2M0080120D，低压侧和交错Buck/Boost变换器的开关管采用Si MOSFET IRFP4127PbF，CLLC谐振型直流变换器和DAB变换器的开关频率为55kHz，交错Buck/Boost变换器的开关频率为20kHz，CLLC谐振型直流变换器的谐振电感Ls=25μH；高压侧谐振电容C1=0.33μF;低压侧谐振电容C2=9.4μF；高频变压器励磁电感为500μH，变比4∶1；交错Buck/Boost变换器耦合电感自感L=100μH；互感M=-34μH。DAB变换器的移相电感为120μH；高频变压器变比为6∶1；采用桥间移相控制方式。实验中，高压侧电压为300V，低压侧电压为40～60V。

首先，实验测量了CLLC谐振型直流变换器在不同负载条件下的输出电压和效率如表1所示，CLLC谐振型直流变换器的稳态实验波形如图13所示。然后，测量了两级式直流变换器的稳态工作波形和效率曲线如图14和图15所示，与相同输出电压时的DAB变换器样机的效率曲线对比如图16所示。

表1 CLLC谐振型直流变换器实验结果
Tab.1 The experimental results of
CLLC resonant DC/DC converter

图13 CLLC谐振型直流变换器的稳态波形
Fig.13 Steady-state waveforms of CLLC resonant
DC/DC converter

图14 两级式直流变换器的工作波形
Fig.14 Operating waveforms of two-stage
DC/DC converter

由表1和图13的实验结果可知，CLLC谐振型直流变换器工作在谐振频率点时，电压增益随着负载的变化基本保持不变，谐振腔电压和电流基本同相位，回流功率很小，重载时最高运行效率超过97%。由图14中两级式直流变换器的稳态实验波形可以看出，在低压侧宽调压范围内，CLLC谐振型直流变换器具有较小的功率回流。

图15 两级式直流变换器的效率
Fig.15 Efficiency of two-stage DC/DC converter

由图15(a)和图15(b)可以看出设计的两级式直流变换器能够在低压侧宽工作电压范围内保持较高的运行效率，最高运行效率接近96%，而且变换器正反向运行效率基本保持一致。图16(a)和图16(b)分别为两级式直流变换器和DAB变换器的效率曲线对比，图16(a)中两种变换器的低压侧输出电压均为50V，DAB变换器工作在电压匹配模式，此时两种变换器的轻载运行效率相近，重载时两级式直流变换器的效率明显高于DAB变换器，这是因为DAB变换器在重载时，低压侧会存在较大的回流功率，使导通损耗增加。图16(b)中两种变换器的低压侧电压均为40V，DAB变换器工作在电压不匹配的状态，导致回流功率和开关管的电流应力都会增大，运行效率不及电压匹配时的效率，在重载时，两级式变换器的效率明显优于DAB变换器。

图16 两种变换器的效率对比
Fig.16 Efficiency comparison of two converters

5 结论

本文为储能系统设计了一种基于CLLC谐振型直流变换器与交错Buck/Boost变换器级联的两级式直流变换器，该变换器能够满足储能系统宽工作电压范围和高电压变比的需求，采用较少的磁性元件，更有利于充分利用高频变压器的漏感和磁集成。通过仿真验证了两级式直流变换器的工作原理和控制方法的正确性，两级式直流变换器能够实现对储能系统功率的灵活控制。通过两级式直流变换器与传统DAB变换器的原理样机运行效率对比证实了两级式直流变换器能够在宽工作电压范围内保持较高的运行效率，重载时的效率明显优于DAB变换器，更适合作为储能系统的双向直流变换器接口。