摘要 为了解决电磁感应式非接触电能传输（ICPT）系统输出电压的可控动态调节问题，提出一种基于LCL谐振变换器的动态调压控制方法。发射端采用具有恒流输出特性的LCL谐振结构，使得流过发射端耦合线圈的电流呈现恒流特性。在接收端LCL谐振变换器输出侧并联一个用于调节电能输出的可控开关管，通过控制开关管的开关状态，实现电能的可控输出。当开关管关断时，接收端LCL谐振变换器输出电能给负载，输出电压上升；当开关管开通时，负载侧电能输出被切断，输出电压下降。通过检测输出电压，对可控开关管进行负反馈控制，可以动态调节电能输出功率，实现输出电压的动态调节。该方法只调节接收端，无需使用无线信道与发射端通信，电路结构及控制方法较为简单、易于实现，且适用于一个发射端对多个接收端无线供电。最后，搭建了2kW ICPT系统原理样机。通过实验验证了所提方法的可行性和正确性。
关键词：电磁感应式非接触电能传输 LCL 电压调节 动态控制
0 引言
电磁感应式非接触电能传输（Inductive Contact- less Power Transfer, ICPT）技术利用电磁场可以实现电能的非接触传输[1]。与接触式导线供电相比，增加了用电设备可自由活动的范围，并在水下、矿井等特殊场合有较好的应用前景。近年来，国内外科研人员对ICPT技术进行了大量的研究，并在电动汽车[2]、手机[3]、人体内植式医疗设备[4]的无线充电领域有了广泛的应用。为了实现在动态负载下系统的稳压输出，通常都需要在电路中通过闭环控制来动态调节ICPT系统的输出功率[5]。
现有ICPT系统输出电压控制方法主要可以分为调节ICPT系统电能发射端、调节ICPT系统电能接收端和同时调节电能发射端、接收端三大类。
第一类方案，通过调节电能发射端来对输出电压进行控制，原理如图1所示。由于电能发射端与电能接收端之间除了耦合磁场外，无直接电气连接。故该类方案的实质是通过调节电能发射端，控制发射端与接收端耦合线圈间的磁场强度矢量，进而控制电能接收端耦合线圈上感生电动势，从而达到控制输出电压的目的。
图1 调节发射端控制输出电压方案原理
Fig.1 Principle of regulating output voltage by controlling transmitter
第一类方案可以简化电能接收端功率电路的结构，将电压调节的功能交由电能发射端完成。但由于电能接收端需要将输出电压数据反馈给电能发射端，需要增加无线通信信道，增加了控制和通信电路的复杂度。该信道可以采用单独的无线收发设备构建也可以利用耦合线圈在传递电能的同时载入通信数据[6-8]。另外，该类方案难以应用在多负载同时需要调整输出功率的场合。该类方案的典型代表方法为：调节电能发射端输入电压[9]、发射端逆变器移相[10]、改变逆变器工作频率[11]、调整耦合线圈角度[12]或位置[13]等方法。
第二类方案，调节电能接收端来控制输出电压，原理如图2所示。该类方案可以避免使用无线通信信道，有利于减少控制和通信电路的复杂度。由于调节输出电压功能主要由接收端完成，可以通过合理的设计，应用于多负载无线供电场合。李砚玲等采用可控整流电路控制输出电压方法[14]，通过对可控整流电路的移相控制，达到动态调节输出电压的目的。该方法控制算法较为稳定。然而由于需要4个可控开关管及相应的驱动电路，系统实现成本较高。而且，输出电压调节范围不能超过谐振补偿结构输出电压，具有一定的局限性，适用于低压负载。Pantic[15]、Iimura[16]、Ota[17]等通过Boost、Buck电路进行调压，将电能接收端谐振补偿结构输出电压进行斩波调压，电压可调节范围较大。但Boost、Buck电路功率管开关状态转变时，接收端对发射端反射阻抗中的电抗分量变化较大，使得接收端功率因数较低。发射端逆变器工作在硬开关状态，造成发射端逆变器损耗发热量较大。
图2 调节接收端控制输出电压方案原理
Fig.2 Principle of regulating output voltage by controlling receiver
第三类方案是同时调节电能发射端和接收端，该类方案较为复杂，是第一类方案和第二类方案的综合利用[18,19]。适用于要求电压调节范围大、输出功率高的场合。同时该类方案也不可避免地带来系统控制较为复杂、成本较高的问题。
为了避免采用通信电路，减少控制方案复杂度，本文采取第二类仅调节接收端的方案。通过调节接收端谐振变换器整流侧电路以实现输出电压的调节。J. T. Boys等提出如图3所示调压电路结构[20]，在并联LC谐振变换器的整流侧增加调压电路，该调压电路结构简单易于实现，控制策略较为成熟稳定。然而，由于整流侧电感Ldc取值较大，导致电感体积和质量较大，系统实现成本较高。Zhong W. 等提出如图4所示调压电路结构[18]，在串联LC谐振变换器的整流侧增加耦合开关。通过耦合开关的导通和关断控制接收端与发射端之间的功率传输。该方案避免了Boys等提出的方案直流电感较大的问题。但同时由于接收端耦合开关的导通和关断影响发射端谐振变换器输出电流大小，该结构并不适用于一个发射端对多个接收端供电的应用场景。
图3 文献[20]调压电路结构
Fig.3 Dynamic voltage regulating circuit from Ref.[20]
图4 文献[18]调压电路结构
Fig.4 Dynamic voltage regulating circuit from Ref.[18]
针对以上现有方案的不足，本文提出了一种基于LCL谐振变换器的动态调压方法。采用第二类方案，在接收端增加一个可控开关器件进行功率调节，控制方法简单，成本较低。利用LCL谐振变换器恒流输出特性，可以实现较大范围内的电压可控动态调节。
1 动态调压电路结构
本文采用的动态调压电路结构如图5所示，采用第二类方案，只调节电能接收端。电能发射端采用具有恒流输出特性的LCL谐振结构[21]，在电能接收端对发射端反射阻抗发生变化时，流过发射端耦合线圈的电流I1保持不变。电能接收端采用LCL补偿网络结构，整流电路采用全桥结构。
图5 动态调压电路结构
Fig.5 Dynamic voltage regulating circuit
图5中，L3为电能接收端耦合线圈，C3为串联谐振电容，C4为并联谐振电容，L4为谐振电感，VD1～VD5为高频整流二极管，S为IGBT。Cdc为直流侧滤波电容，R为负载。L3、C3、C4、L4共同组成LCL谐振结构。VD1～VD4组成全桥整流电路。S、VD5、Cdc用于完成输出电压调控功能。LCL谐振结构通过合理的参数设计使其工作于恒流输出模式。当S关断时，Cdc及负载接收电能；当S开通时，负载侧电能传输被断开。
下文首先分析接收端LCL谐振变换器的工作状态，并对其进行参数设计。
2 LCL谐振变换器工作特性及参数设计
开关管S存在关断和开通两种稳态。由于开关管S的影响，LCL谐振变换器也存在两种不同的工作稳态。为此，本文按照开关管S关断和开通两种状态分别进行讨论。
1）开关管S关断
当开关管S关断时，LCL谐振变换器输出电能致整流电路及后接负载。由于整流桥直流侧滤波电容的影响，整流电路输入端对LCL谐振变换器输出端表现为阻感特性。为简化分析，将图5所示动态调压电路的整流桥及其负载部分简化为电感与电阻串联的形式。开关管S关断状态下的LCL谐振变换器等效电路如图6所示。
图6 开关管S关断时LCL谐振变换器等效电路
Fig.6 Equivalent circuit of LCL resonant converter when S is switched off
采用基波分析法，由KVL、KCL可得
（1）
（2）
式中，
为LCL谐振变换器输入电流相量；
为LCL谐振变换器输出电流相量；
为耦合线圈感生电压相量。
当LCL谐振变换器满足
（3）
（4）
时，LCL谐振变换器工作于恒流状态，此时输出电流表达式为
（5）
与负载Req无关。在ICPT系统谐振频率及LCL谐振变换器参数确定的情况下，接收端LCL谐振变换器输出电流仅与接收线圈感生电压有关，与LCL谐振变换器后接的整流桥及负载无关。此时，LCL谐振变换器工作在恒流模式。
此时LCL谐振变换器输入电流为
（6）
由式（6）可知，当S关断时，由于LCL谐振变换器满足式（3）、式（4），LCL谐振变换器的输入电压与输入电流同相，即LCL谐振变换器工作于单位功率因数状态。此时，接收端对发射端反射阻抗不含电抗分量，呈现电阻特性，这有利于接收端与发射端进行解耦设计。
2）开关管S开通
当开关管S开通时，整流桥交流输入侧被短路。此时LCL谐振变换器输出电压为整流二极管导通压降与开关管S的导通压降之和。若忽略开关管及整流二极管导通压降的影响，LCL谐振变换器等效电路如图7所示。
图7 开关管S开通时LCL谐振变换器等效电路
Fig.7 Equivalent circuit of LCL resonant converter when S is switched on
当开关S闭合时，式（1）所示关系不变，则式（2）变为
（7）
当LCL谐振变换器参数满足式（3）、式（4）时，LCL谐振变换器的输出电流仍然保持不变，如式（5）所示。但LCL谐振变换器输入电流表达式变为
（8）
由式（8）可知，当S开通时，LCL谐振变换器输入阻抗呈现电抗特性。LCL谐振变换器输入电流相位滞后输入电压相位90°，LCL谐振变换器工作于功率因数为0的状态。此时，电能接收端耦合线圈输出电能表现为无功。若忽略耦合器线圈损耗及开关管导通压降，接收端LCL谐振变换器与发射端进行无功交换，没有有功输出。即当开关管S开通时，电能接收端负载不从发射端获取有功功率。
由上述分析可知，当满足式（3）、式（4）所示关系时，可以通过开关管S的关断、开通两种状态，对电能接收端负载获取的电能功率进行控制。由于LCL谐振变换器的输出特性为恒流输出，电压幅值可调控的范围较大。
3 电能接收端动态调压控制方法
当开关管S关断时，LCL谐振变换器输出有功，负载侧接收电能。此时整流桥直流侧电容Cdc处于充电状态，电压变化率满足
（9）
式中，iout为LCL谐振变换器输出电流；IR为流过负载 R 电流值；udc为接收端输出电压值。由于电能接收端输出电压采取动态稳压措施，负载两端电压波动较小，流过负载的电流幅值波动也较小。为简化分析，将流过负载的电流假设为恒定值IR。
当开关管S开通时，LCL谐振变换器与电能发射端只进行无功交换，没有有功输出。此时负载由Cdc供电，Cdc处于放电状态。Cdc电压变换率满足
（10）
通过开关管S的关断和开通操作，可以对接收端输出电能有功功率进行动态调节。由于整流桥直流侧滤波电容Cdc的影响，输出的有功功率大小体现为Cdc的电压值大小，即输出直流电压udc的大小。通过对输出电压udc进行监测，对开关管S进行负反馈闭环控制，可以实现输出电压的动态调节，开关管S调压示意图如图8所示。图8中Udc表示预设输出电压值，Dudc表示预设输出电压波动值。
图8 开关管S调压示意图
Fig.8 Schematic diagram of voltage regulation using switch S
当输出电压低于预设电压下限Udc-Dudc/2时，控制器控制开关管S关断，LCL谐振变换器输出有功，负载侧电压上升。当输出电压高于预设电压上限Udc+Dudc/2时，控制器控制开关管S开通，断开负载侧电能输入，负载侧输出电压下降。
开关管S的开关过程，会引起电能接收端LCL谐振变换器输入阻抗的变化，进而通过反射阻抗影响ICPT系统的电能发射端。为了使动态调压过程尽可能小地影响ICPT系统谐振过程，开关管S的开关频率应尽可能地低。经实验发现，当ICPT系统谐振频率在开关管S开关频率5倍及以上时，动态调压过程对ICPT系统谐振过程影响较小。由式（9）、式（10）可知，为了设计功率达到预定的稳压效果，直流侧滤波电容Cdc的容值应满足
（11）
（12）
式中，fmin为开关管S的最低反馈控制开关频率。
4 仿真分析与实验验证
通过仿真和实验分析，对提出的ICPT系统电能接收端动态调压控制方法做进一步的分析和验证。本文仿真电路结构原理如图5所示，参数设置见表1。设定ICPT系统电能接收端输出直流电压为Udc=98V，Dudc=5V。开关管S采用IGBT器件。仿真中设置IGBT关断延迟为1ms，拖尾电流时间为2ms。
表1 电路参数
Tab.1 Circuit parameters
ICPT系统电能接收端动态调压仿真波形如图9所示。图9上方波形为电能接收端输出直流电压波形。下方波形为调压IGBT逻辑驱动信号，0表示关断，1表示开通。
图9 接收端动态调压波形
Fig.9 Dynamic voltage regulating waveforms of receiver
由图9可以看出，当开关管S开通时，ICPT系统电能接收端输出电压下降；当开关管S关断时，ICPT系统电能接收端输出电压上升。通过对输出电压的采样控制开关管S的开通和关断，可以有效地控制电能接收端的输出电压，将输出电压控制在预定的波动范围之内。
由第3节分析可知，开关管S开通、关断瞬间，电能接收端LCL谐振变换器的输入阻抗变化较大，对ICPT谐振过程有一定的影响。为验证本文提出的动态调压控制方法的可行性，除了验证输出电压可控之外，还需要考察在开关管S开通、关断瞬间对ICPT系统各元件的影响。避免因为开关管S的开关操作而使ICPT系统各元件工作在非正常状态。
分别分析接收端LCL谐振变换器、发射端逆变器以及发射端耦合线圈的工作状态。重点观测在开关管S开关瞬间，由于阻抗变化引起的暂态过程。
4.1 动态调压对接收端谐振变换器影响分析
图10为电能接收端LCL谐振变换器工作状态波形。图10从上至下，波形依次为接收端LCL谐振变换器输入电压uin、输入电流iin、功率因数cosj波形、开关管S逻辑驱动信号波形。
图10 接收端LCL谐振变换器输入电压、电流、功率因数波形
Fig.10 Waveforms of input voltage, current and power factor of LCL resonant converter at the receiver
由图10可见，在开关管S的开关瞬间，接收端LCL谐振变换器的输入电压、电流波形没有发生较大的尖峰。该仿真波形与前面理论分析一致，当开关管S关断时，由于采取本文LCL谐振变换器参数设计方法，LCL谐振变换器工作在单位功率因数状态。此时LCL谐振变换器的输入电压与输入电流同相，对电能发射端反射阻抗不含电抗分量，呈现为电阻特性。当开关管S开通时，电能接收端LCL谐振变换器与电能发射端进行无功交换，电能接收端无有功电能输出。此时LCL谐振变换器工作在较低的功率因数状态，对电能发射端反射阻抗呈现电抗特性，不含电阻分量。
图11为LCL谐振变换器接收端C4、L4元件工作波形。图11从上至下波形依次为C4电压、C4电流、L4电压、L4电流、开关管S逻辑驱动信号波形。
图11 接收端C4、L4工作波形
Fig.11 Working waveforms of the C4 and L4 at the receiver
由图11较容易看出，在开关管S开关瞬间，C4、L4电压、电流波形过渡较为平缓，没有出现较大的电压、电流尖峰。开关管S的开关操作对C4、L4元件的影响较小。实际应用中，元件参数选取可根据仿真结果适当留有裕量。
4.2 动态调压对发射端逆变器影响分析
电能发射端逆变器工作状态如图12所示。图12波形从上至下依次为逆变器输出电压波形、逆变器输出电流波形、开关管S逻辑驱动信号波形。
由图12可见，仿真结果与理论分析一致，当调压IGBT关断时，发射端逆变器工作在软开关状态；当调压IGBT开通时，发射端逆变器工作在硬开关状态。
图12 发射端逆变器输出电压电流波形
Fig.12 Waveforms of output voltage and current of inverter at the transmitter
4.3 动态调压对发射端耦合线圈影响分析
电能发射端耦合线圈工作波形如图13所示，从上至下波形依次为发射端线圈两端电压波形、流过发射端线圈电流波形、开关管S逻辑驱动信号波形。
图13 发射端耦合线圈工作波形
Fig.13 Waveforms of the coupling coil at the transmitter
由图13可见，开关管S的开关操作对电能发射端耦合线圈的工作状态影响较小。
由于发射端耦合线圈电流受接收端影响较小，所以，采用本文只调节电能接收端的动态调压方案可以应用在多负载同时调压场合。各个负载的调压不影响电能发射端耦合线圈输出电流大小，有利于多个电能接收端共用一个电能发射端，实现一对多无线供电。
4.4 实验验证
为进一步验证基于LCL谐振结构的电能接收端动态调压控制方法，本文搭建了额定输出功率为2kW的ICPT系统原理样机。样机实物如图14所示。
图14 实验装置
Fig.14 Experimental prototype
电能发射端采用LCL谐振结构，发射端耦合线圈输出频率为40kHz、有效值恒定为20A的高频交流电流，发射端线圈与接收端线圈耦合系数约为0.15。接收端调压开关管采用IGBT，型号为BSM100GB170DLC，在80℃时具有100A的电流导通能力。整流二极管采用超快恢复二极管，降低二极管反向恢复损耗。ICPT系统发射端及接收端电容均采用金属化聚丙烯膜电容。谐振电感采用铁氧体磁心，并在磁心两边开气隙以增加谐振电感在工作电流范围内的线性化程度和抗饱和能力。控制芯片采用DSP28335，输出电压控制频率为5kHz。
采用示波器测得电能接收端输出电压波形如图15所示。波形从上至下依次为接收端输出电压udc波形、调压IGBT驱动波形。图16为图15的局部放大。
由图15、图16可见，采用本文方法可以实现电能接收端输出电压的可控动态调节。当输出电压低于预设值时，DSP控制IGBT关断，使得接收端LCL谐振变换器输出电能，提高输出电压值；反之，当输出电压高于预设值时，DSP控制IGBT开通，使得接收端LCL谐振变换器只与电能发射端进行无功交换，而不向负载输出有功，从而使得输出电压下降。
图15 接收端输出电压波形
Fig.15 Output voltage waveform of receiver
图16 接收端输出电压波形局部放大
Fig.16 Partial enlargement of output voltage of receiver
为了突出动态调压的效果，实验中直流侧滤波电容仅采用420mF的较小容值的电容，因此输出电压低频纹波较大。在确定Cdc的情况下，根据式（11）、式（12）计算可得Dudc≈5.2V，与仿真结果基本一致。实际上，实验受电压传感器检测精度和AD转换精度的影响，电压纹波会在一定程度上大于理论计算值。当增大滤波电容容值时，可减小输出电压纹波。但是选用更大容值的电容也会增加制造成本。在实际应用中，可以在制造成本和输出电压稳压效果两方面做一定的权衡，选用适当的滤波电容。
实验中测得的驱动波形存在ICPT系统谐振频率的纹波，这是由于示波器探头受电磁干扰所致。下面实验测得波形也存在类似情况，对此不再赘述。
电能发射端逆变器输出电压、电流波形如图17所示。波形从上至下依次为电能发射端逆变器输出电压波形、电能接收端调压IGBT驱动波形、电能发射端逆变器输出电流波形。图18为图17的局部放大。
由图17、图18可见，实验所测得结果与仿真结果一致。当开关管S处于关断状态时，由于接收端LCL谐振变换器工作于单位功率因数状态，接收端对发射端的反射阻抗呈现电阻特性，不含电抗分量。此时发射端逆变器工作在软开关工作状态，逆变器开关损耗较低。当开关管S处于开通状态时，接收端LCL谐振变换器与发射端进行无功交换，接收端对发射端反射阻抗呈现电抗特性，此时发射端逆变器工作于硬关断状态。但由于此时接收端没有有功输出，所以流过发射端逆变器功率管的电流较小，此时虽然逆变器工作于硬开关状态，开关损耗较大，但导通损耗较小。开关管S开关瞬间逆变器损耗差别较为接近。
图17 发射端逆变器输出电压、电流波形
Fig.17 Output voltage and current waveforms of transmitter inverter
图18 发射端逆变器输出电压、电流波形局部放大
Fig.18 Partial enlargement of output voltage and current waveforms of transmitter inverter
实验观察可以发现，IGBT开关瞬间，逆变器输出电压、电流过渡过程较为平稳，没有出现较大的电压过冲和电流过电流现象。接收端开关管的开关状态转换瞬态过程没有使得发射端逆变器超出稳态时的安全工作范围。
电能发射端耦合线圈电流波形如图19所示。波形从上至下依次为：电能接收端端调压IGBT驱动波形、电能发射端耦合线圈电流波形。图20为图19的局部放大。
由图19、图20可见，由于电能发射端谐振变换器采用LCL结构，具有恒流输出特性，电能接收端调压IGBT的开关操作对流过耦合器的电流影响较小。该结论与仿真分析一致。这是由于发射端谐振补偿网络采用LCL恒流输出谐振结构，在LCL谐振结构参数确定的情况下，流过耦合线圈的电流表现为恒流特性，该电流值仅与发射端逆变器输出电压有关，与接收端对发射端的反射阻抗中的电阻分量无关。因此，接收端动态调压过程对发射端耦合线圈工作状态影响较小。
图19 发射端耦合线圈电流波形
Fig.19 Current waveform of coupling coil at transmitter
图20 发射端耦合线圈电流波形局部放大
Fig.20 Partial enlargement of current waveform of coupling coil at transmitter
综上所述，本节通过仿真和实验的方法分析了动态调压对ICPT系统各主要结构的影响。仿真与实验结果一致，验证了本文提出的动态调压方法的可行性。
5 结论
本文提出了一种基于LCL谐振结构的ICPT系统动态调压控制方法。该方法在接收端LCL谐振变换器输出侧并联开关管，通过开关管的开通、关断操作，动态调节LCL谐振变换器对负载的电能输出功率。该方法只调节电能接收端，避免了使用无线信道与发射端通信，电路结构及控制方法较为简单、易于实现。通过对调压开关管开关暂态过程的分析，发现本文提出的动态调压方法对ICPT系统各部分影响较小。且由于发射端采用恒流输出LCL谐振结构，接收端负载阻抗变化对发射端耦合线圈电流影响较小，因此可以适用于一个发射端对多个接收端无线供电的应用场合。最后，搭建了ICPT系统原理样机，通过实验验证了本文动态调压方法的可行性。
