基于小交流信号注入的接口变换器二次控制方法

0 引 言

很久以来，化石能源是社会进步的原动力，然而，随着时间的推移，化石能源一方面变得越来越紧缺，另一方面对我们的生存环境也造成了很大的危害，因此以燃煤为主的大型发电厂面临着诸多挑战。为了更好地解决以上问题，微电网应运而生[1-3]。当前，微电网主要有以下三种形式：(1)交流微电网，它是目前主要的存在形式，发展相对比较成熟；(2)直流微电网，结构相对比较简单，控制方便，目前处于探索和试验阶段；(3)交直流混合微网，它具有其他两种微网的优点，不仅可以同时提供直流形式的电能和交流形式的电能，还可以提高系统的可靠性，并使得新能源得到充分利用[4]，具有比较大的发展潜力。

在交直流混合微网中，双向接口变换器(Interlinking Converter,IC)起着举足轻重的作用，它是连接交流子网和直流子网的桥梁，它具有两个主要功能：(1)控制子网间的功率流动和平衡整个系统的功率;(2)稳定直流电压，提高供电质量。因此，对其进行研究具有很大的意义和价值。

由于双向接口变换器能实现逆变和整流两大功能，所以其控制方法相对比较复杂。目前常用的控制方法主要包括恒电压控制[5]、下垂控制[6]等。恒电压控制控制策略比较简单，但其不能对功率进行控制[7]，多台变换器并联运行时容易产生环流，对系统的效率和设备的安全性都有不利的影响。下垂控制可以实现负荷按比例的分配，是目前控制变换器的主要方法[8-9]。文献[10]提供了一种适用于双向接口变换器的改进下垂控制方法，解决了直流电压波动导致的电力电子开关频繁波动的问题，但其只能把直流电压限制在某一阈值内，不能控制在额定值。文献[11]提出了一种基于Udc-P下垂关系的分层控制策略，实现了负荷的均匀分配并且保证了直流母线电压的质量，但没有考虑对交流侧的控制。文献[12]提出了一种适用于双向接口变换器的双向下垂控制方法，但无法实现稳态下电压幅值和系统频率的完全恢复，且当多个双向变换器输出阻抗不一致时不能实现负荷的合理分配。文献[13]也提出了一种改进的下垂控制方法，但其控制方法比较繁杂且没有考虑电压和频率的下跌问题。文献[14]针对电压和频率的下跌问题提出了基于小交流信号下垂的二次控制方法，既可以使电压幅值和频率恢复至额定值，又可以使负荷在并联变换器之间实现精确的分配。

为了克服文献[12]和文献[13]的缺陷，同时受文献[14]的启发，本文以双向下垂为一次控制，提出了小交流信号注入的新型二次控制方法，可以实现功率在双向接口变换器中双向流动，使变换器输出的电压和频率恢复到额定值，同时可以使负荷在并联变换器之间实现精确的分配。Matlab/Simulink仿真结果验证了文中所提二次控制方法的有效性。

1 下垂控制方法

交直流混合微网的结构框图如图1所示。该系统主要由直流子网、交流子网、交流大电网、双向接口变换器四部分构成[15]。直流源荷接入直流母线，交流源荷接入交流母线，根据实际需要，交流子网与直流子网之间也可以并联多台双向接口变换器。

图1 交直流微网结构框图

Fig.1 Structure block diagram of AC-DC micro-grid

下垂控制是根据发电机组工频静态特性提出的一种方法，它不需要通讯设施便可实现实时的电压调整[11],同时还可以实现功率的分配。下面进行下垂控制理论的介绍。

1.1 f-P与U-Q下垂控制

f-P与U-Q下垂控制的原理为：首先获取系统频率和母线电压的测量值，然后根据下垂特性来控制有功功率和无功功率。假设接口变换器的线路阻抗呈感性，可以推导出其近似的线性关系如下：

(1)

式中 P0和P分别为变换器输出的额定有功功率和实际有功功率；f0和f分别为系统额定频率和实际频率；U0和U分别为母线额定电压和母线实际电压；Q0和Q分别为变换器输出的额定无功功率和实际有功功率；Kf和Kq为频率和电压的下垂系数。下垂特性曲线如图2所示。

图2 下垂特性曲线

Fig.2 Droop characteristic curve

由下垂曲线几何关系可得K1，K2计算式如下：

(2)

(3)

式中 Pmax为变换器容许通过的最大功率；fmin为变换器允许的最小频率；Qmax为变换器允许输出的最大无功功率；Umin为变换器允许的最小电压。

1.2 Udc-P下垂控制

Udc-P下垂控制是通过测量的直流电压来控制变换器的输出功率，下垂特性可用下式表示:

许博(1992—)，男，山西省运城人，硕士研究生，研究方向为电力电子控制技术。Email:xbstudy124@163.com

(4)

式中 Udc为直流电压的测量值；Udc0为直流母线电压额定值；Ku为下垂系数。下垂特性曲线如图3所示。

图3 下垂特性曲线

Fig.3 Droop characteristic curve

由图3可得下垂系数为：

(5)

式中 Pmax为变换器允许输出的最大功率；Udcmin为变换器允许的最小电压。

2 双向下垂控制方法

2.1 理论分析

交直流混合微网含有直流子网和交流子网，孤网运行情况比较复杂，我们不能像并网条件下简单的只考虑直流侧的下垂关系，还需要考虑交直流两侧的下垂关系。为此，我们应该同时考虑直流侧Udc-P下垂关系和交流侧f-P的下垂关系，并将它们进行融合。

对于混合微网，我们可以将各子网内各个部分的下垂特性进行组合，得到整个子网的下垂特性曲线[10,16],由下垂特性曲线可知，对于直流子网，其内部负荷越多，其直流母线电压就越低，直流子网所需功率就越多。对于交流子网，其内部负荷越多，交流母线上的频率就越低，交流子网内部所需功率就越多。因此，我们可以将直流母线电压和系统频率作为能量关系的依据，得到P-f-U双向下垂关系。

直流电压与系统频率的偏差如下所示：

ΔU=Udc0-Udc

(6)

Δf=f0-f

(7)

根据直流子网的下垂关系，将式(6)代入式(4)我们可以得到直流侧所需功率的变化水平：

Prefu=(Udc0-Udc)Ku

(8)

根据交流子网的下垂关系，将式(7)代入式(1)

我们可以得到交流侧所需功率的变化水平：

Preff=(f0-f)Kf

(9)

式(8)与式(9)作差可得：ek=Prefu-Preff

(10)

最后我们可得参考功率为：Pref=ek+P0

(11)

式(11)中P0为额定功率，设定其为0。当交流侧有功功率不足时或其所需的功率大于直流侧所需的功率时，使得Preff>Prefu，变换器将工作在逆变方式以满足交流侧的功率需求。当直流侧有功功率不足时或其所需功率大于交流侧所需功率时，使得Prefu>Preff，变换器将工作在整流形式以满足直流侧的功率需求。由此可见这种方法总能使能量流向需求量更大的一侧。

当有多台接口变换器并列运行时，可由下式来计算每台变换器的下垂系数[12]：

(12)

(13)

式中 Kfn、Kun分别为第n台接口变换器系统频率的下垂系数、直流母线电压的下垂系数；Pacmin、Pacmax分别为交流侧向直流侧容许传输的最小有功功率和最大有功功率；Pdcmin、Pdcmax为直流子网向交流子网容许传输的最小有功功率和最大有功功率；fmin和fmax分别为频率最小、最大值；Umin和Umax分别为电压最小、最大值；Sn为第n个并联变换器容量的额定值；Stotal为所有并联变换器总容量的额定值。

2.2 控制原理

根据上面的理论分析可以得到其控制结构如图4所示。

图中将采集到的直流侧电压和交流侧频率通过双向下垂环节得到有功功率参考值。设定直流侧流向交流侧为正方向。然后将得到的功率参考值通过功率外环控制得到参考电流，接下来通过电流内环得到调制信号。电流内环的设计如下：

双向接口变换器dq模型如下：

图4 双向接口变换器双向下垂控制图

Fig.4 Bidirectional droop control diagram of interface converter

式中 Ud、Uq为变换器输出电压；ed、eq为交流电网电压。文献[17]有详细建模过程，文中就不在赘述。由上式我们可以看出id、iq之间存在耦合，本文采用前馈解耦控制策略[18]，当采用PI控制器进行调节时，则Ud、Uq的方程式如下所示：

(14)

(15)

式中 Kil、Kip分别为积分调节增益和比例调节增益；为电流指令值。

由控制方程设计的电流内环如图4所示，最后由其产生的调制信号通过脉冲发生器产生SVPWM波，进而控制双向变换器，使系统稳定运行。

3 小交流信号注入法

3.1 基本思路

文中提出的新型二次控制方法中是选取一个小幅值的交流电压信号注入系统协助控制，小交流信号在并联接口变换器之间起着通信信号的作用，能够准确的实现各接口变换器之间的功率分配，还可以使变换器输出的电压和频率恢复到额定值。

小交流信号的频率和需要进行合理分配的电气参数(以有功功率为例)成下垂关系，可以表示为：

(16)

式中为生成的小交流信号频率指令；为小交流信号频率的基值；P0为基波电压的下垂偏置，用以调节频率；m为小交流信号的下垂系数。

小交流信号的有功功率和基波电压的下垂偏置P0的关系式可以表示为如下所示：

(17)

式中 ωr(s)和ω(s)分别为额定频率和实际频率；ur(s)和u(s)分别为直流额定电压和实际电压；kpw和kiw为调节频率的PI控制器参数；kpu和kiu为调节电压的PI控制器参数；为小交流信号的有功功率；Gp为有功功率到基波电压下垂偏置P0的增益。小交流信号的电流与电压可用滤波器提取，用以计算

由式(17)可以看出，基波电压的下垂偏置P0受PI控制器的输出和小交流信号产生的有功功率所影响，如果PI控制器的带宽设的足够宽，它们两个在共同影响P0时并不会产生冲突。因为当带宽较宽时，其能令频率快速的跟踪额定值，PI控制器的输出可以被看做固定值，此时P0仅受所影响。而P0和成下垂关系，如式(16)所示。因此该方法实际上是在小交流信号的频率和有功功率之间建立了一种下垂关系，小交流信号的频率会根据其有功功率进行自动调整，保证稳态时系统中并联变换器输出的小交流信号频率相同，进而根据式(16)保证并联变换器下垂特性中的下垂偏置P0相同。因此通过该方法，不仅可以使交流侧频率和直流侧电压通过PI控制器调至额定值，而且可以使并联接口变换器之间的功率实现准确的均分。文中设计的二次控制结构图如图5所示。

双向下垂控制中通常采用的直流电压和频率恢复如图6所示，当直流侧母线电压和系统频率偏差大于死区范围时，死区调控器输出不为0，PI控制器开始发挥作用，最终使偏差稳定在阈值范围内。偏差在死区范围内时，死区调控器输出为0，此时PI控制器不起作用。然而，该方法只能把直流电压和频率稳定在一定的阈值之内，不能稳定到额定值，且当双向接口变换器参数不一致时不能精确分配功率。文中所提出的方法能够很好的解决上述的问题。

图5 二次控制结构图

Fig.5 Secondary control structure diagram

图6 传统二次控制结构图

Fig.6 Traditional secondary control structure diagram

3.2 参数选取

由于需要从注入的小交流信号中提取瞬时的电流和电压，因此应该避免系统中原先存在的谐波信号干扰小交流信号的提取[14]。

在选取小交流信号的频率时应当遵从下面的原则：(1)应该分析清楚变换器交流输出侧波形中占主要成分的谐波，避免选取其频率作为小交流信号的频率；(2)由于变换器交流输出侧低通滤波器对较高频率信号的抑制作用，因此小交流信号不能选取较高的频率[14]；(3)谐振峰附近的频率通过低通滤波器时会被放大，所以小交流信号的频率不能选谐振峰附近的频率；(4)如果小交流信号的提取算法精度不高时，不能选取基波频率附近或主要谐波附近的频率；(5)当负载为线性负载时，理想SPWM调制除了产生基波信号外，几乎不再含有低次谐波，仅存在高次谐波，具有使谐波分量高频化的特点。但在实际中，在调制中引入死区或者利用非正弦调制波，这样输出波形中会出现低次谐波，其中奇次谐波占很大的部分[19]，因此小交流信号频率应当选为基波频率的偶次倍。本文仿真中都为线性负载，综合以上原则，由于变换器交流输出侧的低通滤波器截止频率为700 Hz,所以本文小交流信号频率选取基波频率的2倍频，即100 Hz。

小交流信号的幅值Ep的选取应该考察总谐波失真度THD(Total Harmonic Distortion)的大小，根据规定，THD一般不超过5%，单次谐波含量不超过3%。为了最小化其他不需要的信号，我们这里选取基波幅值的1%。本文中正弦基频波的幅值为311 V，因此注入的小交流信号的幅值设定为3 V。

P=P0+(Udc-Udc0)Ku

4 仿真分析

利用Mmatlab/Simulink平台搭建了交直流混合微网的仿真平台，对传统下垂恢复控制方法与本文提出的恢复控制方法进行了仿真与比较。仿真系统中交直流子网由两台双向接口变换器并联组成，仿真所需的关键参数如表1所示。

仿真开始时，直流子网和交流子网都以额定电压供电，直流负载1(19.6 kW)和交流负载1(10 kW)接入电网。2.5 s时，将直流负载2(19.6 kW)接入电网；5 s时将交流负载2(10 kW)接入电网。在传统恢复控制中电压恢复控制的阈值为700±20 V，频率恢复控制的阈值为50±0.5 Hz。传统双向下垂控制和本文所提控制的仿真结果如图7、图8所示。

图7所示为传统控制的仿真结果，可以看出：仿真开始时由于两个子网电压和电流都是从零开始变化，两个子网都未达到额定运行， 所以会造成双向变换器在整流和逆变之间频繁切换，系统处于不稳定状态，大约在0.3 s系统逐渐恢复稳定，由理论分析由于直流电压和频率都以额定状态运行，所以双向接口变换器此时不进行功率的交换。在0.3 s～2.5 s之间，直流母线电压在700 V附近波动，频率在50 Hz附近波动，双向接口变换器在0 kW附近波动，这是由于仿真器件并非理想元件和受系统中的一些参数所影响，直流电压和系统频率不可能稳定在额定值，所以会出现一些小范围的波动。在2.5 s时直流侧突然增19.6 kW的负荷，此时系统出现震荡，直流母线电压突降到670 V左右，由于超过阈值的设定，所以又不断上升，在0.2 s后恢复稳定，直流电压稳定到690 V左右，频率稳定到到49.97 Hz左右，1号变换器传输的功率为-3 500 W左右，2号变换器传输的功率为-2 500 W左右，变换器都处于整流状态。在5 s时，交流侧突增10 kW的负荷，系统也出现了急剧的震荡，0.2 s左右逐渐恢复稳定，直流电压下降到686 V左右，频率下降到49.5 Hz左右，1号变换器传输的功率为5 700 W左右，2号变换器传输的功率为4 100 W左右，变换器此时处于逆变状态。

表1 仿真参数

Tab.1 Simulation parameters

图7 传统二次控制仿真波形

Fig.7 Traditional secondary control simulation waves

图8 新型二次控制仿真波形

Fig.8 New secondary control simulation waves

图8所示为新型二次控制仿真结果，可以看出：仿真开始时系统同样发生了震荡，在0.3 s左右逐渐恢复稳定，在0.3 s～2.5 s仿真波形和传统控制波形差不多，但比传统更加稳定一些。在2.5 s直流侧同样突然增加19.6 kW的负荷，系统出现了震荡，但很快恢复了稳定，直流母线和频率快速恢复到其额定值附近，双向接口变换器也由不均分负荷状态逐渐变为均分负荷状态(功率曲线基本重合)，两台双向接口变换器各输出-3 kW左右的功率，变换器处于整流状态。在5 s时交流侧突加10 kW的负荷,系统出现了震荡，双向接口变换器在整流和逆变之间不断切换，经0.3 s左右，电压稳定在700 V附近，频率稳定到50 Hz左右，两台双向接口变换器输出5 kW左右的有功功率，变换器工作在逆变状态。

综上所述，所提出的控制方法不仅可以使输出阻抗不一致的双向接口变换器精确的均分功率，当交直流负荷变化时，还可以使接口变换器的能量双向流动，使变换器输出的电压和频率恢复到额定值。

5 结束语

在双向接口变换器传统的双向下垂控制基础上，提出了小交流信号注入的新型二次控制方法。小交流信号在各双向接口变换器中作为一种通信信号，其频率和变换器输出基波电压的下垂偏置成下垂关系，进而控制各变换器，它可以使直流侧母线电压和系统频率恢复到额定值，同时可以使功率在并联变换器之间实现精确的分配。最后利用Matlab/Simulink平台对所提的控制方法进行了仿真验证，证明了新型二次控制策略的有效性。