摘要：随着第四代移动通信的高速发展，射频输入信号的包络带宽越来越宽，功率峰均比越来越大，导致采用恒压供电的基站功放效率越来越低。包络线跟踪（ET）技术是大幅提高功放效率的有效方法之一，对于节能减排和缓解环境污染具有重要意义。ET电源是ET技术的核心装置，一般采用开关线性复合（SLH）结构，该结构结合了开关变换器高效率和线性放大器高带宽的优点。本文首先介绍高带宽线性放大器和高效率开关变换器的实现方法，然后介绍SLH ET电源的两个基本架构，即串联和并联架构。在分析这两个基本架构的基础上，提出SLH ET电源的串并联架构的概念，以进一步减小线性放大器输出的功率，提高SLH ET电源的效率。最后，针对现代移动通信对 ET电源的要求，从阶梯波提供单元的优化、GaN器件在 ET电源中的应用、包络信号功率频谱的分段方法以及开关变换器控制策略的改进等四个方面提出进一步提升 ET电源效率的方法。
关键词：移动通信 功率放大器 开关变换器 包络线跟踪
0 引言
移动通信自20世纪70年代出现以来，一直以惊人的速度迅猛发展，对人们的生活方式带来了巨大改变，并已成为带动全球经济发展的主要高科技产业之一。移动通信技术发展至今可分为四代。第一代移动通信采用模拟电路，其频带利用率低，抗干扰能力差，传输信号差错率高，只能满足区域性的移动通信。为提高信号传输的可靠性，数字化移动通信得到了快速发展。第二代（Second Generation, 2G）移动通信采用诸如频移键控、高斯最小频移键控等数字调制方式，对射频（Radio Frequency, RF）输入信号进行频率和相位调制，具有较高的抗噪声性能。由于这些数字调制方式不对 RF输入信号的幅值进行调制，因此其包络线幅值是恒定的，这样就不需要对RF输入信号进行线性放大[1]，采用恒压供电的C类等高效率的非线性功放即可。由于恒包络的 RF输入信号占据的频段较宽，在固定频带内传输的信息量有限，难以满足声音、图像、视频等移动多媒体数据传输的要求。为了在相同频带内大幅提高传输信息量，第三代（Third Generation, 3G）和第四代（Fourth Generation, 4G）移动通信不仅对RF输入信号的相位和频率进行调制，而且对其幅值进行调制，此时 RF输入信号的包络线幅值不再恒定。为保证RF输入信号所携带信息不失真地传输，需采用A类、AB类等线性功放[2,3]。当线性功放为恒压供电时，其效率非常低，在第四代移动通信技术中约为10%[4]。图1给出了移动通信网络和基站的能耗分布[5]，图中可以看出，移动通信基站的能耗为整个移动通信网络总能耗的73%，而基站功放所消耗的电能为移动通信基站总能耗的51%。由于功放效率较低，而且其损耗的电能以热量形式耗散，增大了空调制冷的耗电量，因此提高线性功放效率，不仅可以减小功放自身能耗，而且可以降低空调能耗，是移动通信基站节能的源头。
目前，提高功放效率的方法主要有 Doherty技术[6-8]、包络线消除与恢复（Envelope Elimination and Restoration, EER）技术[9,10]和包络线跟踪（Envelope Tracking, ET）技术[11-13]三种。
图2给出了Doherty技术的功放结构示意图，它由AB类主功放和C类辅助功放组成。当RF输入信号幅值较低时，只有主功放工作；当输入信号幅值较高时，主功放进入饱和状态，辅助功放与主功放一起工作。目前，Ericsson、Motorola、Siemens、华为、中兴等公司为无线基站所提供的功放模块均采用该技术。Doherty技术是以牺牲RF输入信号峰值处的线性度为代价，来提高恒压供电时功放的平均效率[14]。另外，Doherty技术还存在以下几个问题：①需要主功放和辅助功放配合使用，成本较高；②工作频段较窄，一般为几百MHz，无法同时覆盖多个频段信号的传输。
图1 移动通信网络和基站的能耗分布
Fig.1 Loss distribution of wireless communication
network and base station
图2 采用Doherty技术的功放结构示意图
Fig.2 Functional diagram of Doherty technique
L. R. Kahn于1952年提出了EER技术[15]，其控制原理如图3所示。RF输入信号的放大分为两条通路。第一条通路中，包络线幅值信息消除环节（通常为一个限幅器）将RF输入信号的幅值信息去除，成为一个只包含相位信息的相位调制载波，其包络线是恒定的，因此可以采用非线性功放进行高效率地放大；第二条通路中，包络线检测环节将 RF输入信号的包络线检出，并将其作为包络线恢复环节的参考信号。包络线恢复环节实质上是一个DC-DC变换器，它用来为非线性功放供电，其输出电压跟踪RF输入信号包络线。因此，RF输入信号的幅值和相位分别由包络线恢复环节和非线性功放来实现功率放大。图中引入的延时环节是用来匹配两条通路的传输延时，以保证两条通路的同步。EER技术具有工作频段宽和效率高等优点[9]。由于EER技术采用的是非线性功放，因此为了保证 RF输出信号的线性度，包络线恢复环节的输出电压必须与 RF输入信号的包络线幅值完全相等，这就对该环节（即DC-DC变换器）跟踪包络线的性能提出了很高的要求。
图3 EER技术控制原理
Fig.3 Functional diagram of EER technique
图4给出了采用ET技术的功放系统结构示意图[13]。RF输入信号通过驱动电路送给线性功放，其包络线通过包络线检测环节检出，作为 ET电源输出电压的参考信号。ET电源的输出电压跟踪RF输入信号的包络线，并为线性 RF功放供电。值得说明的是，ET电源的输出电压（即功放供电电压）始终略高于RF输出信号的包络。因此，ET电源输出电压的线性度要求没有 EER技术中包络线恢复环节那么严格。
图4 采用ET技术的功放系统结构示意图Fig.4 Functional diagram of ET technique
表1给出了移动通信的三种功放系统技术的对比。Doherty技术是现在较为主流的功放模式，由于采用恒定电压供电，其整体效率不如采用 ET电源供电的方式。EER技术采用非线性功放，效率优于采用线性功放的 ET技术，但对包络线恢复环节线性度要求很高，在包络带宽很高的场合受到限制。因此，ET技术有望成为下一代主流功放技术。据不完全统计，采用 ET技术取代恒压供电方案，全球每年可以节省100万kW·h的电能消耗和28亿美元的电费开支，并可减少2 600万吨的CO2排放量[16]。可见，ET技术的研究对于节能减排和缓解环境污染具有十分重要的意义。与此同时，采用ET电源时，系统损耗分布在 ET电源和线性功放中，有利于系
统的热设计和管理。
表1 三种功放技术的对比
Tab.1 Comparison of three different power
amplifier techniques
ET电源是 ET技术的核心装置。ET电源的输出电压必须很好地跟踪 RF输入信号的包络线，以保证线性功放无失真地对 RF输入信号进行放大。ET电源还要具有高的变换效率，以提高整个功放系统的效率。随着移动通信技术的发展，RF输入信号的包络带宽和功率峰均比（Peak-to-Average Power Ratio, PAPR）不断提高。表2列出了移动通信系统演进下不同RF信号的PAPR和带宽[17]。全球移动通信系统（Global System for Mobile communications, GSM）是 2G移动通信最为成功的代表，其RF信号采用高斯最小相移键控调制方式，RF输入信号的包络是恒定的。2.5G移动通信采用八相相移键控调制方式，其 RF信号的包络不再恒定，且 PAPR达到3.2dB。3G移动通信采用正交相移键控调制方式，大幅提高了RF信号的调制效率，并于2003年投入商用，移动通信进入新的纪元。国际电信联盟确定的3G主流标准主要有WCDMA、CDMA2000和TD-SCDMA三种，无论采用哪种标准，其包络信号带宽都达到MHz量级，且PAPR也有了大幅增加。现在，4G移动通信得到了飞速发展，更高效的调制技术不断被采用，第三代合作伙伴计划（the 3rdGeneration Partnership Project, 3GPP）长期演进（Long Term Evolution, LTE）项目中，RF信号的包络带宽已高达20MHz，PAPR也提高至8.5～13dB，这意味着相比于恒包络 RF信号，在相同平均输出功率下，信号峰值功率将增加至7～20倍。如何跟踪大摆幅且高速变化的包络信号，对 ET电源的设计提出了极大的挑战。
表2 移动通信系统演进下射频信号标准的发展
Tab.2 The technology development of RF signal for wireless communication system standards evolution
本文将介绍分别采用高带宽线性放大器和高效率开关变换器实现 ET电源的方法和结构特点。在此基础上，介绍SLH ET电源，该电源集成了线性放大器跟踪带宽高和开关变换器变换效率高的优点。SLH ET电源的基本架构包括串联和并联两种，在此基础上，本文提出SLH ET电源的串并联架构，以进一步减小线性放大器的输出功率，提高整体效率。最后针对 ET电源发展面临的问题，从阶梯波提供单元的优化、GaN器件的应用、包络信号功率频谱分段方法以及开关变换器控制策略的改进等四个方面提出解决思路。
1 线性放大器
线性放大器具有高工作带宽和输出电压线性度高的优点，可以很好地实现对高带宽包络信号的功率放大。当采用线性放大器实现 ET电源时，需满足以下要求：①输出电压摆幅大；②输出带宽高；③电流输出能力强。因此，线性放大器一般由电压调整级、电压放大级和功率输出级构成。运算放大器是一种常见的线性放大器件，具有集成度高和带宽高的优点，常用于电压调整级和电压放大级，以实现高增益和高带宽的放大。但运算放大器的输出电流能力有限，一般为几十毫安[18,19]。文献[20]将48个射极跟随器并联构成输出级，将线性放大器的输出能力提高至7A/30V，最高带宽达到100MHz。该方案的结构复杂，且成本较高。因此，功率输出级多采用双极型功率三极管或MOSFET来实现，满足线性放大器的输出要求。
由单个三极管构成的放大电路有三种基本接法，即共基极、共集电极和共射级。其中，共集电极放大电路的输入阻抗大、输出阻抗小，因此从信号源索取的电流小而带负载能力强，常用于多级放大电路的输出级[21]。图5给出了基本共集电极线性放大电路原理，其中，VT为双极型功率三极管，RLd为负载，Vdc为直流供电电压，vi和vo分别为输入电压和输出电压。
根据基极偏置电路的不同，基本线性放大电路可以工作在 A类、AB类和 B类三种线性放大状态[21]，其中AB类和B类线性放大电路都会在输入信号负半周出现失真。为了克服这个问题，可以采用一对功率管构成互补对称电路，分别实现对输入信号正半周期和负半周期的放大。图6和图7分别给出了AB类和B类互补对称电路的原理[21]。当正弦输入信号处于正半周期时，VT2管发射结正偏导通，VT1管发射结反偏截止，电流通过 VT2管流入负载RLd；当正弦输入信号处于负半周期时，VT1管正偏导通而VT2管反偏截止，电流通过VT1管流入负载。需要注意的是，实际电路中，输入电压幅值必须大于VT1和VT2的门坎电压才能正常工作，否则会处于截止状态，因此B类互补对称电路实际应用时会存在交越失真[21]。为解决这个问题，需要在VT1和VT2的基极加入合适的偏置电压Vbias，使得VT1和VT2在静态时处于微导通状态，如图7所示。此时，输入信号在其幅值低于门坎电压的时间段内，仍然能够得到线性放大。由于VT1和VT2的实际导通角度略大于π，因此称此电路为AB类互补对称电路。显然，AB类互补对称电路的线性度优于B类互补对称电路。
图5 基本共集电极线性放大电路原理
Fig.5 Configuration of basic common-collector amplifier
图6 B类互补对称电路原理
Fig.6 Schematic of Class B complementary circuit
采用线性放大器实现 ET电源时，为保证输出电压线性度，功率输出级通常采用A类共集电极电路或者AB类互补对称电路，以下分别简称为A类线性放大器和AB类线性放大器，如图8所示。其中，vlin、ilin分别为线性放大器的输出电压和输出电流。为保证线性放大器工作在线性放大区，Vdc需大于vlin。根据线性放大器结构不同，A类放大器只能工作在第一象限，输出单方向的电压和电流；而 AB类线性放大器可以工作在第一、第二象限，输出单方向的电压和双方向的电流。
线性放大器的损耗主要来自输出级的功率器件。因此，A类和AB类线性放大器的损耗分别表示为
图7 AB类互补对称电路原理示意图
Fig.7 Schematic of Class AB complementary circuit
图8 A类和AB类线性放大器简化原理
Fig.8 Simplified schematic of Class A and
Class AB linear amplifiers
从式（1）和式（2）可以看出，线性放大器的损耗与其输出电压vlin的摆幅和输出电流ilin成正比。当vlin的摆幅较大或输出电流ilin较大时，线性放大器的损耗较大，变换效率较低。
2 开关变换器
开关变换器具有变换效率高的优点，当采用开关变换器实现 ET电源时，一般由开关单元拟合包络信号的电压或电流形状，再通过无源滤波网络滤除开关频率次谐波，保证输出电压的线性度。开关变换器实现 ET电源的方式多种多样，常见的结构主要有单开关变换器结构[22,23]和多开关变换器结构[24,25]。
2.1 单开关变换器结构
图9给出了最典型的单开关变换器结构ET电源[22]及其关键点波形。它实际上是一个 Buck变换器，开关单元的输出电压vpul以电压脉冲的形式拟合负载电压的形状，随后由 LC滤波网络滤除vpul中的开关频率及其倍数次频率的谐波分量，得到最终输出电压vo。采用脉宽调制方法调节vpul的脉冲宽度，则可使vo复现包络信号venv的形状。
图9 单开关变换器结构的ET电源及其关键点波形
Fig.9 Structure and key waveforms for typical single switched-mode converter ET power supply
为保证单开关变换器输出电压的线性度，无源滤波网络需对开关单元产生的谐波分量进行有效衰减，一般要求滤波网络在谐波频率处幅值衰减大于20dB。同时，为避免滤波网络对输出有用信号幅值和相位造成影响，滤波网络的截止频率应至少高于输出有用信号频率的 3～5倍[26]。因此，为了获得高的跟踪带宽，采用单开关变换器构成ET电源时，往往需要很高的开关频率。文献[23]中，为实现1.25MHz带宽包络信号的跟踪，开关频率达到20MHz。
单开关变换器结构简单、易于集成，但需要很高的开关频率。普通的晶体管或MOSFET很难满足要求，需采用诸如氮化镓（Gallium Nitride, GaN）晶体管或异质结双极型晶体管（Heterojunction Bipolar Transistor, HBT）等特殊开关器件。但是，工作在如此高频的器件一般能够处理的功率都比较小。因此，单开关变换器结构的 ET电源一般应用于手持移动终端[27]等输出电压较低、输出功率较小的场合。特别地，Buck变换器的输出电压低于输入电压，适用于直流电压源供电的场合[22]；Boost变换器的输出电压高于输入电压，适用于电池供电且输出电压幅值较高的场合[28]；SEPIC和Zeta变换器的输出电压可高于或低于输入电压，适用于输出电压摆幅较大且电池供电的场合[23]。
2.2 多开关变换器结构
多开关变换器结构采用多个开关单元组合的方式拟合负载电压或负载电流的形状，可以等效提高开关频率，在相同开关频率下获得更高的跟踪带宽。与单开关变换器结构类似，开关单元在拟合负载电压或电流时需尽量减小拟合电压或电流中的谐波分量，以便于滤波器设计。因此，仍然需要较高的等效开关频率。
多开关变换器结构主要有两种形式：①多电平开关单元结构；②多路并联开关单元结构。其中，多电平开关单元结构是由多个电压源串联组成[24]，而多路并联开关单元结构是由多个电流源并联组成[29]。图 10以多电平开关变换器为例，给出其电路结构及其典型波形[29]。其中，Vi（i=1, 2, ··,n）为多个独立输入电压源，vmul为多电平开关单元的输出电压，组合不同的开关时序，vmul幅值有n种选择。当负载电压的幅值发生变化时，采用最接近的电平值去拟合负载电压，从而大幅减小拟合电压中的谐波分量，有利于减小滤波器的体积和重量。
图10 多电平开关变换器结构ET电源及其关键点波形
Fig.10 Principle and key waveforms for typical multilevel switched-mode converter ET power supply
多电平和多路并联开关变换器结构相对复杂，常用于通信基站等输出功率较大的场合[24,25]。
3 开关线性复合ET电源
线性放大器具有较高的工作带宽，可以很好地实现对包络信号的跟踪，但是其变换效率较低。为了提高线性放大器的变换效率，可以将开关变换器和线性放大器结合，由开关变换器提供绝大部分负载功率，以提高 ET电源效率；线性放大器用来实现高的输出电压线性度和跟踪带宽，并提供不足的负载功率。这种结构称为开关线性复合（Switch-Linear Hybrid, SLH）ET电源。SLH ET电源集成了线性放大器高跟踪带宽和开关变换器高效率的优点，已成为ET电源的主流结构。
3.1 SLH ET电源的基本架构
在SLH ET电源中，线性放大器同时起着有源滤波器的作用，可以取代开关变换器中的滤波网络。因此，可直接采用开关单元与线性放大器进行组合来构成SLH ET电源。由于开关单元的拟合误差由线性放大器补偿，因此SLH ET电源对开关单元拟合精度要求并没有那么高，也就是说，可以大幅减小对开关频率的要求。换句话说，在相同开关频率下，可以大大提高ET电源的跟踪带宽。
在第2节中已指出，线性放大器的损耗与其输出电压的摆幅和输出电流成正比。为了减小线性放大器输出电压的摆幅，可将电压源型输出开关单元（Voltage-controlled Switching Cell, VSC）与线性放大器串联，此架构称为开关线性串联架构[30-33]。图11给出了其原理及典型波形，其中 VSC输出一个阶梯波形状的电压（其具体实现将在 4.1节介绍）拟合负载电压的形状，其电压误差由线性放大器提供，从而大大减小线性放大器输出电压的摆幅。需要注意的是，由于线性放大器只能输出单方向的电压，因此该阶梯波电压应始终低于负载电压。由于ET电源的负载电流一般含有较大直流分量，且幅值始终大于零，因此串联架构中的线性放大器只需提供单方向的电流，可采用A类线性放大器。
类似地，为了减小线性放大器的输出电流，可将电流源型输出开关单元（Current-controlled Switching Cell, CSC）与线性放大器并联，此架构称为开关线性并联架构[29,34-36]，其原理及典型波形如图12所示，其中开关变换器的输出电流拟合负载电流，其差值由线性放大器提供，从而大大减小线性放大器的输出电流。在并联架构中，可能存在两种情况：①CSC的输出电流始终小于负载电流，线性放大器只需输出正向电流，如图12b所示，此时可采用A类线性放大电路；②CSC的输出电流的平均值拟合负载电流形状，线性放大器需要提供双向的电流，如图12c所示，可采用AB类线性放大器。
3.2 SLH ET电源的串并联架构
图11 SLH ET电源的串联架构原理及关键点波形
Fig.11 Principle and key waveforms of series-form SLH ET power supply
图12 SLH ET电源的并联架构原理及关键点波形
Fig.12 Principle and key waveforms of parallel-form SLH ET power
在串联架构中，线性放大器的输出电流等于负载电流；在并联架构中，线性放大器的输出电压等于负载电压。因此，当负载电压摆幅较大，负载功率大时，不论串联架构还是并联架构，其线性放大器输出功率仍然都较大[37]，这不仅会影响 ET电源的整体效率，其跟踪带宽也将受到影响[38]。为进一步减小线性放大器的输出功率，有必要同时减小线性放大器输出电压的摆幅和输出电流。具体方法为：①在图11a所示的串联架构上，增加一个CSC，它可以并联在串联支路上，也可以直接与线性放大器并联，从而减小线性放大器的输出电流，如图 13a和图 13b所示。将这两种架构定义为串并联架构SLH ET电源；②在图12a所示的并联架构上，增加一个VSC，它可以串联在并联支路上[39]，也可以直接与线性放大器串联，以减小线性放大器的输出电压摆幅，由此得到的两种架构与基于串联架构得到的结构具有相同的实现形式，分别如图13a和图13b所示。
图13 串并联架构SLH ET电源原理及关键点波形
Fig.13 Principle and key waveforms of series-parallel form SLH ET power supply
综上所述，不论是从串联架构还是并联架构得到的串并联架构 SLH ET电源都只有两种实现方式，均由两个开关单元和一个线性放大器组成。图13c给出了串并联架构SLH ET电源中负载电压和负载电流的理想分配方案，此时线性放大器的功率损耗得到了最大幅度的减小，大大改善了 ET电源整体的效率。
4 进一步提升ET电源效率的方法
移动通信的飞速发展，对 ET电源的设计提出了严峻的挑战。本节将从阶梯波生成单元的优化、GaN器件的应用、包络信号功率频谱划分和有效控制策略等四个方面提出进一步提升 ET电源效率的方法。
4.1 阶梯波生成单元的的优化
采用阶梯波方式的开关变换器可以根据所需跟踪的包络线幅值，选择一系列与之最接近的电平进行拟合。当电平数足够多时，就可以较好地拟合出包络线的形状，达到包络线跟踪的目的[30,32,40]。图14给出了常见的阶梯波生成单元实现方式，其输出电压以阶梯波的形式拟合参考信号，在一个跟踪周期内，每个开关管只需动作一次，大幅降低了开关器件的工作频率，有利于减小开关损耗。此结构可以应用于串联架构SLH ET电源[32]，也可以应用于并联架构SLH ET电源[40]。
图14 典型多电平变换器结构
Fig.14 Schematic diagram of typical multilevel structure
阶梯波生成单元由电平提供单元和电平切换单元构成。其中，电平提供单元将直流输入电压转换成多个不同幅值的直流电平，有多种实现方式。文献[28]采用多路输出反激变换器来输出多个电平，但是各路输出之间存在交叉影响，各个电平稳压精度不高。文献[40]采用多个独立控制的Buck变换器作为电平提供单元，各路电平稳压精度高，而且具有良好的扩展性，但电路结构较为复杂。电平切换单元根据选通信号控制相应的电平输出，从而得到与参考信号形状相同的阶梯波电压。显然，电平数越多，电压拟合效果越好，但电路也随之变得复杂。文献[41]提出了根据包络信号幅值分布特点优化电平数和电平值的方法，以获得最优的SLH ET电源整体效率。同时还提出了消除阶梯波电压中短脉冲的方法，等效减小了电平切换单元的开关频率，进一步提高了阶梯波产生单元效率。
4.2 GaN器件在ET电源中的应用
近年来，GaN器件已得到长足发展，其开关频率可达几十MHz，为进一步提高ET电源的跟踪带宽和效率提供了可能。不少学者已开始探索GaN器件在ET电源中的应用[42-44]。文献[43]应用开关频率为 10MHz的 GaN器件，实现了对 500kHz带宽64QAM包络信号的跟踪。与 Si MOSFET器件和LDMOSFET开关器件相比，采用GaN器件可显著提高效率[43]，散热装置也明显减小。电路中的二极管也是限制跟踪带宽提高的一个重要器件，其反向恢复及寄生参数的影响在高频应用场合尤为严重。一种有效的解决方法是将开关管代替二极管[44]，不仅可以降低二极管的导通损耗，同时也可以减小寄生参数的影响，有利于提高开关变换器的效率及跟踪带宽。
4.3 包络线功率频谱的合理划分
为了提高开关变换器的跟踪带宽，需要提高其开关频率，但开关损耗也会随之增大，导致 ET电源整体效率降低。也就是说，高跟踪带宽和高效率之间存在一定的矛盾。实际上，RF输入信号的包络线具有明确的功率谱密度函数，其包络线功率主要集中在低频段，频率越高的分量的功率越低。图15给出了带宽为 5MHz的 WCDMA（wideband code division multiple access）RF输入信号包络线功率与频率的关系，通过统计可知，80%的功率集中在0～300kHz，19%的功率集中在 300kHz～5MHz范围内[45]。
图15 WCDMA信号的功率谱密度
Fig.15 Spectrum of WCDMA envelope signal
因此，可以对 RF输入信号包络线的功率频谱进行合理划分，在不同频段由不同的开关变换器来承担功率变换，以获得更优化的整体效率[24,46]。具体来说，就是占据大部分信号功率的直流和低频分量由较低跟踪带宽（开关频率较低）的开关变换器输出，占据小部分信号功率的中间频段分量由较高跟踪带宽（开关频率较高）的开关变换器输出，剩余高频段分量由线性放大器输出。将此思想应用于串联和并联架构SLH ET电源中，可以得到如图16所示的电路形式。在串联架构中，慢速变换器、快速变换器和线性放大器均以电压源型输出，且三者的输出电压串联得到最终的输出电压[46]；并联架构中，线性放大器以电压源型输出，其输出电压即为最终的输出电压，而慢速变换器和快速变换器均以电流源型输出，提供负载中直流、低频及中频分量电流[24]。类似地，结合串并联架构SLH ET电源，通过组合多个不同跟踪带宽的开关变换器和线性放大器，有望获得优化的整体效率。
4.4 开关变换器控制策略的改进
图16 采用功率频谱分段思想的SLH ET电源结构
Fig.16 Structure of SLH ET power supply adopting the method of split power spectrum
SLH结构已成为ET电源的主流结构，其控制策略对于实现高的整体效率十分重要。在并联架构SLH ET电源中，线性放大器的输出电压和负载都会对开关变换器输出电流的控制产生影响，需要提高控制环路带宽以抑制此干扰，使开关变换器输出电流有效跟踪负载电流，以减小线性放大器的输出电流。一般的做法是大幅提高开关变换器的开关频率来获得高的控制环路带宽。文献[24]为了实现对包络带宽为200kHz的EDGE（enhanced data rates for GSM evolution）信号的跟踪，其开关频率达到4MHz，是跟踪带宽的20倍。
文献[34]提出了负载电压全前馈的控制策略，有效抑制了线性放大器输出电压和负载对开关变换器输出电流的影响，减小了对控制环路带宽的要求，此时开关频率仅需要为跟踪带宽的10倍，有效降低了开关损耗，提高了整体效率。在串联架构SLH ET电源中，开关变换器的输出电压（方波或阶梯波）会导致线性放大器输出电压的线性度降低。文献[32]提出了开关变换器输出电压前馈控制策略，有效提高了负载电压的线性度。类似地，对于串并联架构SLH ET电源来说，它存在多个开关变换器和线性放大器，相互之间的影响更加复杂。这就需要研究多个控制环路之间的解耦方法，抑制各变换器之间的相互影响，以确保开关变换器对负载电压和电流的跟踪效果。
5 结论
ET电源是ET技术的核心装置，对大幅提高现代移动通信中功放效率具有重要意义。本文详细介绍了 ET电源的应用背景及技术难点，并分析了采用高带宽线性放大器和高效率开关变换器实现 ET电源的方法及其优缺点。SLH ET电源结合了线性放大器高带宽和开关变换器高效率的优点，已成为主流的结构。本文针对串联和并联架构SLH ET电源中线性放大器输出功率过大问题，提出了串并联架构SLH ET电源。最后，从阶梯波生成单元的优化、GaN器件的应用、包络信号功率频谱划分和有效控制策略等四个方面提出了进一步提高 ET电源效率的思路。
