一种基于CMOS的高集成度太赫兹近场传感器

引 言

太赫兹波由于其相对较低的光子能量使得其在成像应用上有着较大的吸引力和发展潜力. 在安全检查[1]、空间探测[2]、材料分析[3]、生物医学[4]等领域都已有不错的应用得以实现. 然而,太赫兹波的波长较可见光或者X射线来说还是比较长的,在衍射极限下,获取高分辨图像就变得比较困难,分辨率也仅在毫米范围. 在可见光和红外波段为了突破这个限制,科学家们也进行了不懈的努力,基于近场扫描光学显微镜[5](near-field scanning optical microscopy, NSOM)的近场成像系统被开发出来,利用扫描对象周围的近场波获取物体的表面图像信息,分辨率可达几十微米,利用原子力显微镜甚至可达20～40 nm. 但是该系统较复杂不便于小型化集成,并且该系统中由于信号源和探测器之间的距离较远,导致检测到的信号十分微弱,很容易受到远场的背景杂波及噪声的干扰,最终导致了成像器较差的动态范围.

在太赫兹波段,为了解决上述问题,也有不少新颖的工作[6-10],但是却很少能同时解决多个问题的,并且也都依赖于NSOM的系统架构,而未来的超分辨成像应用一定是朝着低成本发展的. 硅工艺在太赫兹电路已有大量的应用[11],并且硅工艺将基于NSOM架构中的所有模块都集成在单一硅片上,大大缩小了源和探测路径之间的损耗,所以基于硅工艺实现超分辨成像是一个比较有潜力的发展方向.

本文基于Golobal Foundry 55 nm互补金属氧化物半导体(complementary metal oxide semiconductor, CMOS)工艺设计了一种超分辨近场传感器. 该传感器完全基于单硅片集成实现,可以在单片上实现照明、传感、探测、成像于一体的功能,可以大规模阵列集成,在未来太赫兹波段的近场传感成像上拥有较大的应用潜力.

1 太赫兹片上单边环形振荡器

本文设计的太赫兹CMOS近场传感器的简化电路原理图如图1所示,该传感器由振荡器、谐振器和探测器三部分电路构成.

传感器的所有功能都在单一硅片上实现.整个系统的信号流向如下所述:330～336 GHz的单边环形振荡器在外部直流偏置的作用下产生一个高功率的AC信号,作为整个传感器的唯一信号源. 产生的AC信号从振荡器的输出端Osc_Out通过连线输入到宽带近场谐振器的输入端1,这个AC信号再从输出端2输入到探测器晶体管的源极,最后再从晶体管的漏极Sensor_Out读出一个DC信号.

图1 太赫兹近场传感器电路原理图
Fig.1 Schematic of terahertz near-field sensor

整个传感器的响应通过在谐振器顶端表面放置物体和不放置物体时探测器输出端的DC电压差值来决定,这个差值越大,说明传感器响应越高;反之,响应则越小.

1.1 环形振荡器的设计背景和基本原理

我们知道,一般的毫米波高频振荡器都是使用基波振荡器来实现的[12]. 这样的振荡器存在着低Q值、低器件增益的问题. 而使用N-push结构的振荡器后,由于其由N个相同的基波振荡器构成,每个基波振荡器都工作在N-push振荡器输出频率的1/N处,所以比较容易获得较高的Q值和足够的器件增益. 本文设计的330～336 GHz环形振荡器电路原理图如图2所示. 由于需要较高的工作频率和高的输出功率,所以本文中的振荡器采用triple-push的环形结构,其好处就是可以在相对紧凑简单的电路结构下,通过对晶体管基波振荡频率的上变频来提高振荡器的最终工作频率．因为MOS晶体管的fmax有限,无法达到这样高的工作频率,并且用N-push振荡器可以有效减小电路面积,适合大规模阵列应用,并且大规模的阵列集成有利于减少振荡器的相位噪声.

图2 330～336 GHz振荡器电路原理图
Fig.2 Schematic of 330-336 GHz oscillator

当然,N-push振荡器也有缺点,其中对设计者来说最关键的就是这样的振荡器对元器件之间的阻抗匹配程度很敏感,一旦电路匹配未做好,其他谐波的抑制就会变差,影响振荡器的性能.

通常我们使用Z参数来分析triple-push环形振荡器的拓扑结构原理[12],用一个三端口网路来表示(如图3). triple-push振荡器包括3个相同的子电路,每个子电路都包含在基频振荡器内. 相关的Z参数矩阵方程如下:

(1)

由式(1),解得其特征值和特征向量如下:

(偶模);

(2)

λo=Z11-Z12(双根),I1+I2+I3=0(奇模)．

(3)

由上述特征值和特征向量可以看出,在一个triple-push振荡器中,存在1个偶模和2个奇模. 由式(2)、(3)可知,偶模电流都是同相的,奇模电流需满足和为零．根据每个子电路的对称性,假设奇模电流的量级相同,那么为了满足等式(3),每个奇模电流之间都有120°的相移,故其中两个奇模电流可以特殊化地表示为

而在triple-push振荡器中,需要激励奇模,抑制偶模,因此,在公共输出节点处,由于I1、I2、I3之间互有120°的相位差,基频奇模电流会互相抵消,同理,二次谐波同样抵消,最终,同相的三次谐波信号汇合后再输出.

图3 Triple-push振荡器电路架构
Fig.3 Circuit construction of the triple-push oscillator

在图2中,本文设计的triple-push环形振荡器由三个相同的NMOS晶体管构成,晶体管宽长比W/L=40 μm/60 nm,每个晶体管的栅极连接着传输线(以下称为栅极传输线)的一端,传输线的另一端与相邻的晶体管的漏极相连,两两相连形成一个闭合的环,因此得名环形振荡器. 每个晶体管的漏极还各自连接着另一段传输线(以下称为漏极传输线). 这些传输线定义了看向每个子电路的阻抗,对于抑制不需要的谐波非常重要,是重要的设计参数.

得益于环形结构的完美平衡,每一级子电路中基频的三次谐波通过漏极传输线L1、L2、L3调节后输出在公共节点,这三段传输线再加上晶体管的寄生效应共同决定了振荡器的工作频率,而栅极传输线L4、L5、L6在基频处对每个晶体管的幅值和相位进行调节以达到最优的工作条件.

1.2 环形振荡器的仿真结果

本文设计的振荡器是基于Global Foundry 55 nm CMOS标准工艺线仿真实现的,该工艺为9层铜工艺,金属层总厚度为10.335 μm,下面6层薄金属总厚度为2.68 μm,上面3层厚金属总厚度为7.655 μm,其中最厚的金属层达到了3.35 μm.

图2中的栅极传输线L4、L5、L6用最顶层金属作为微带线,特性阻抗70 Ω,长98 μm,宽8 μm;漏极传输线用最厚层金属制作,特性阻抗50 Ω,长34 μm,宽10 μm;输出端串联一根四分之一波长传输线防止产生的交流信号对直流电源产生影响.

图4为该330 GHz振荡器的输出功率6个谐波处的仿真结果．漏极偏置在1.4 V,三次谐波工作在330.3 GHz,输出功率为-1.721 dBm,根据X(dBm)=30+10lg(P(W))换算,即0.67 mW. 本文未选择产生最大三次谐波功率的2 V偏置,是因为此时的二次谐波功率较三次谐波功率差距不明显,为了更好地利用三次谐波功率,避免其他谐波的影响,故采用1.4 V偏置下的振荡器. 另外,使得振荡器有可用的输出功率时的最低偏置电压为0.8 V.

图4 Triple-push振荡器输出功率仿真结果
Fig.4 Simulation results of the triple-push oscillator output power

图5所示为振荡器的相位噪声仿真结果,在1 MHz(实际仿真为1.011 MHz)的补偿下,振荡器的相位噪声可以达到-96.8 dBc/Hz.

图5 Triple-push环形振荡器相位噪声仿真结果
Fig.5 Simulation results of the triple-push ring oscillator phase noise

2 宽带近场感测谐振器

2.1 宽带近场感测谐振器的设计背景

超材料因其独特的电磁特性而受到越来越多的关注,其电磁特性源于单个元素的特性以及它们在晶格中的近场和远场耦合,超材料为在选定频率下设计特定的电介质或磁响应开辟了新途径. 而最常见的超材料就是开口谐振环(split-ring resonator,SRR)的阵列[13],其中每个单元都比波长要小,由一个有缝隙的金属环组成. 很多情况下,SRR的电磁响应类似于简单的LC谐振器,它们之间的耦合被认为是互感的.

2.2 宽带近场谐振器的设计参数及感测情况

本文设计的宽带SRR采用立体改良结构,如图6所示,整个谐振器占据整个9层工艺的其中6层,即从第3层薄金属往上至第8层的厚金属. 谐振器的输入为振荡器的输出功率信号,输出信号直接由探测器读出,可以模拟成一个二端口网络.

图6 Triple-push宽带谐振器(单位:μm)
Fig.6 Triple-push broadband resonator(unit: μm)

整个谐振器(包括地)占据了100 μm×70 μm的面积,作为近场感测核心部件的第8层的两条带状线(顶层大地未显示)长30 μm、宽6 μm,金属层厚度3.35 μm. 带状线的作用主要是对电场进行束缚,将该区域的电场约束在一个较小的空间内,使得该空间内的场强更强. 当在其表面放置物体后,其表面的近场会由于物体的存在而发生变化,从而感知物体的介电常数或厚度等特性.

在本设计中,我们用一个100 μm×70 μm×70 μm的长方体来代表物体,放置在谐振器的表面,观察其谐振特性及顶端表面的电场分布的变化. 需要注意的是物体在纵向上的放置位置必须为在纵向电场最强的区域. 图7为谐振器在不同表面物体环境下的回波损耗曲线,可以看到,其顶端表面物体的介电常数的变化对其谐振特性有着显著的影响.

图7 谐振器S11仿真结果
Fig.7 Simulation results of the resonator S11

如图8(a)所示是没有放置物体时谐振器表面的场强分布,可以看到两条带状线的中间部分是所有区域中电场强度最强的部分,也即意味着在这里可以最灵敏地感测到外部介电常数的变化.

(a) 未放置物体 (b) 介电常数为1
(a) No objects (b) Permittivity=1

(c) 介电常数为16 (d) 介电常数为36
(c) Permittivity=16 (d) Permittivity=36
图8 谐振器顶端表面的电场分布
Fig.8 Top surface E-field of resonator

图8(b)、(c)、(d)分别为放置相对介电常数为1、16、36时的表面电场分布图案.可以看到图(b)、(c)中间区域同样有两块相互靠近的电场最强的区域,即两条带状线的位置,并且由图6中两条带状线的电流是反向平行的可以知道,两条带状线组成了一个电偶极子,对外部介电常数的变化非常敏感. 随着外部物体介电常数的不断增大,两条带状线之间的电场强度逐渐减小,说明外部的介电常数变化已经对谐振器表面的近电场产生了影响,从而为感测物体的电磁特性提供了依据.

3 CMOS功率探测器与传感器响应

3.1 CMOS功率探测器的设计背景和设计参数

太赫兹作为目前比较活跃的研究热点,应用也比较广泛,在众多的应用中,太赫兹探测器作为重要的一环扮演了举足轻重的作用[14].

基于高电子迁移率晶体管(以下简称HEMT)的探测器拥有较高的灵敏度,但是它们很难在单片上集成,很难与其他信号处理电路兼容. 所以基于CMOS工艺实现的太赫兹探测器因其更低的成本、便于大规模阵列的集成,从而受到科研工作者的更多青睐. 因此,基于肖特基势垒二极管(Schottky barrier diode, SBD)、金属-氧化物-半导体场效应晶体管(metal semiconductor field effect transistor, MESFET)、双极结型晶体管(bipolar junction transistor, BJT)等的太赫兹探测器被广泛地应用到成像领域,并取得了一些不错的成果[14].

本文设计的太赫兹探测器采用的是基于N型MOSFET的太赫兹探测器,宽长比W/L=410 nm/60 nm,完全可以满足毫米波频段的响应速度和灵敏度要求. 其探测原理可以用图9解释,自由空间中的太赫兹信号被接收天线俘获,然后将太赫兹AC信号传送到NMOSFET的源极,栅极给偏置后,晶体管沟道打开,沟道将太赫兹信号整流成DC信号后在晶体管的漏极输出.

图9 单晶体管太赫兹探测器原理图
Fig.9 Schematic of the single-transistor terahertz detector

3.2 传感器响应

在本实验设计的传感器中,传感器的响应定义为在芯片上放置待测物和未放置任何待测物时,这两次探测器输出的DC信号的差值．这个差值越大,说明传感器的响应越高,传感器的灵敏度也就越大. 在本次实验中,探测器的输入信号为直接由振荡器产生的AC信号,并经过谐振器后输入到晶体管的源极,实现直接功率探测,不需要接收天线来俘获太赫兹信号.

如图10所示,是未放置物体和放置三种不同介电常数的物体时探测器的输出电压变化,三种物体的介电常数如前所述,分别为1、16和36. 可以看到,输出电压越大时,介电常数也越大,于是可以预见,当介电常数趋于无穷大,即完美导体时,输出电压可以达到最大,也就意味着此时外部介质对谐振器表面的近电场的影响最大. 此次实验中,介电常数最大时的输出电压为46.7 pV,就太赫兹探测器来讲,这个输出电压略低,主要原因有两个:一是信号源的功率相对于太赫兹激光器来说是比较低的,振荡器作为集成电路里的重要信号源实现方式, 对晶体管乃至工艺的要求极高,二是高频的寄生效应也影响着振荡器的输出功率.

图10 不同介电常数下的输出电压
Fig.10 Output voltage of the sensor with different permittivities

根据探测器响应度的计算公式,响应度=探测器的输出电压/晶体管接收到的输入功率,再考虑到谐振器3.8%的功率损耗,计算得到最大的响应度为72.5 pV/W. 前面提到过,探测器响应低的原因主要是振荡器的输出功率较低,另外一个重要的原因是本实验中的探测器的响应是直接取用的晶体管输出电压来计算的,探测器的响应在业界本身就比较微弱,需要借助一些后续信号处理电路放大信号便于评测,比如接一些读出电路或者片外的低噪声放大器、锁相放大器等. 本次实验由于是基于仿真结果实现,所以没有办法实现成像应用,也就没有相关的图像分辨率信息,不过由于对物体周围的近场波的感测,其分辨率理论上是可以突破衍射极限的限制,得到亚波长的图像分辨率.

4 结 论

本文介绍了基于55 nm CMOS工艺的工作在330～336 GHz的单片集成的超分辨近场成像传感器系统,包含振荡器、三维谐振器、探测器三部分. 这种结构由于探测器与感测区较近,消除了远场背景杂波的影响,可以提高探测信号的强度. 由于谐振器对近场波高度的空间约束,使得成像分辨率可以达到μm范围,突破了衍射极限的限制. 无论是金属还是其他介质属性的物体,都可以用该传感器来进行近场成像. 当感测物的介电常数越大时,传感器的响应也就越大. 该工作使用MOS管实现单边环形triple-push振荡器和单管探测器,可以获得更低的系统噪声性能和直流功耗. 由于未接后续的放大器电路,并且振荡器的输出功率较低,导致整个系统的响应较低,需要进一步优化提高性能. 在将来,该传感器可以实现大规模的阵列集成,进一步提高或扩大其性能和适用范围.