应用于可再生能源系统的DAB变换器软开关调制策略

0 引言

近年来含可再生能源发电的电能路由器系统的研究越来越热,该系统是由多种新能源的发电单元、直流母线以及负载单元组成。但可再生能源发电存在着随机性和间歇性等问题,需要结合超级电容等储能单元,通过功率双向传输来提供稳定的电能输出。双有源桥(dual active bridge,DAB)直流变换器因其具有功率流控制灵活、功率密度大、软开关易于实现、电压转换比高和结构简单等优点受到广泛关注[1-5]。

迄今为止,对DAB的研究主要集中于通过改进调制策略来降低损耗,提高变换器的功率传输效率。单移相(single phase shift,SPS)调制[6]通过调节两侧H桥驱动信号的相对相移值来控制传输功率的大小和方向,但只有一个控制变量,存在很大局限性[7]。为了提高变换器的性能,引入了H桥内移相,由此分别提出了双重移相(dual phase shift,DPS)调制[8]、扩展移相(extended phase shift,EPS)调制[9]和三重移相(triple phase shift,TPS)调制[10-12]。

文献[13-15]以电流峰值为优化目标,提出了基于DPS和TPS的优化调制策略,从而减小了变换器的峰值电流;为了改善变换器内的回流功率特性,提高传输效率,文献[16-17]中针对降低DAB变换器回流功率的优化调制方式进行了研究;在文献[10,18]中,以变换器电感电流有效值为优化目标,提出了相应的优化调制方式,降低了DAB的导通损耗。

随着半导体工艺的不断进步,变换器开关频率进一步提高,器件的开关损耗占比提升,零电压开关(zero voltage switching,ZVS)的实现对于提升变换器的效率具有重要意义。文献[19]中提出了基于EPS实现器件ZVS的优化调制策略,由于EPS可视为TPS的一种特殊情况,其结果可以进行进一步优化。文献[20]中提出了基于TPS的ZVS调制策略。以上ZVS优化调制策略在实现过程中,均依赖于查表法。查表法需要在变换器参数确定后离线计算出数值表,预先存入处理器中,一方面对处理器资源会造成浪费,另一方面控制策略的实时性较差,不具有普适性,还会增加设计工作量。目前,尚未建立适用于DAB实现全功率范围ZVS的统一解析解。因此研究一种适用于DAB实现全功率范围ZVS的解析调制策略,对于DAB的应用发展非常有意义。

本文首先推导了实现ZVS的约束条件,在此基础上结合已提出的电感电流有效值最优化控制方法,提出了一种可以统一不同传输功率和不同工作模式的ZVS调制策略,并给出了所有开关器件实现ZVS的统一解析式。所提出的调制策略在实现软开关的同时使得电感电流有效值实现准最优化调制,在改善器件工作环境的同时,使得变换器的损耗从开关损耗和导通损耗两方面都得到改善,大大提高了变换器的传输效率。最后搭建实验平台,通过实验验证了本文理论分析的正确性和调制策略的有效性。

1 双有源桥直流变换器

1.1 移相控制原理

DAB变换器电路图如图1所示,由开关器件S1至S4组成的原边逆变全桥与开关器件Q1至Q4组成的副边整流全桥通过高频变压器连接,其中高频电感L可以由变压器本身的漏感提供或者使用外接辅助电感,变压器变比设置为n∶1,vp(t)为变压器原边的交流侧电压,vs(t)为副边的交流侧电压,iL为电感电流,V1和V2分别为变换器两侧直流电压。为简化分析问题的过程,本文主要分析输入输出电压调制比M≤1的情况,其中,M定义为nV2/V1。

图1 DAB变换器拓扑图
Fig.1 Topology of DAB converter

当DAB变换器采用TPS调制时,存在三个控制变量D0,D1以及D2。其中D1,D2为两个H桥的内移相比,D0为两个H桥之间的移相比,通过控制D0,D1,D2来控制变换器的功率传输,且D0,D1和D2的取值范围均为[0,1],T为半开关周期,满足T=1/(2fs),fs为开关频率。

对于TPS调制方法,控制量D0,D1,D2相互独立,为了方便起见,输入控制数组D0,D1,D2可用坐标D=(D0,D1,D2)表示。根据D中的三个控制量之间的关系,划分为不同的工作模式[10-11]。每个控制坐标唯一确定传输功率和电感电流有效值,即Pt和Irms均可表示为D的函数。本文所选用的工作模式及控制定义域见附录A表A1。

文献[11]给出了每一种工作模式的传输功率Pt和电感电流有效值Irms具体的表达式。标幺化后,Pn,t表示为变换器传输功率的标幺值,表示为的标幺值。由文献[21]可知模式2,3和6不存在vp(t)vs(t)>0的时间段,功率不能直接从输入端传输到输出端,而是通过电感存储和传递能量,这极大地增加了回流功率,造成传输效率降低。而模式5的特性使得变换器不能实现全部器件的ZVS,所以本文选取了模式4和模式1,分别对应低功率分段和中等功率分段的控制模式。

1.2 ZVS特性

由于DAB变换器的拓扑结构,桥臂中点连接了一个电感,由此可以通过合理控制电感电流的方向,实现所有开关器件的零电压开关,降低变换器开关损耗。开关器件实现ZVS的基本原理是器件的反并联二极管在相应的门极信号导通前导通,将器件漏源两端电压降为0。在开关器件的反并二极管导通前,为了使器件的寄生电容彻底放电,需要满足如下条件：

(1)

式中:CQ,eq是开关器件的漏源端结电容；VDC为直流侧电压。对于DAB的大多数应用,电感感量L的量级远大于CQ,eq的量级。

因此结合图1可得S1,S4,Q2和Q3实现ZVS的条件为其开通时刻iL<0;S2,S3,Q1和Q4实现ZVS的条件为其开通时刻iL>0。

2 DAB软开关调制的调制策略

本文提出一种通过解析式求解实现DAB软开关调制的调制方法,该调制策略使得变换器在整个工作范围内都能实现全部器件的软开关工作,在降低开关损耗和改善器件工作环境的同时,使变换器有较小的值,实现电感电流有效值的准最优化控制,降低传导损耗,进一步提高变换器效率。

2.1 低功率分段ZVS调制策略

下面将以工作模式4为例展开详细分析。

图2为在TPS调制方法下模式4的主要波形图。由图可知DAB变换器工作半周期对称,所以只需要考虑半周期中的工作状况,以下均在半周期内进行分析。为求得半周期内各个时刻电感电流值,根据电感电压可以将半开关周期分为四个阶段,每个阶段电感两端的电压UL和电感电流的变化量ΔiL如表1所示。

图2 模式4的工作波形
Fig.2 Waveforms in mode 4

表1 模式4半开关周期内各个阶段电感电压和ΔiL
Table 1 Applied voltage and corresponding ΔiLfor the inductor in each interval for half of switching period in mode 4

由于电感电流满足iL(0)=-iL(T),由此结合半周期内电感电流总变化量求得0时刻电感电流值,结合表1及ZVS条件可以得到半周期内开关器件动作时刻的电感电流约束条件,如表2所示。

表2 模式4半周期内开关时刻的电感电流约束条件
Table 2 Constraints of inductor current at each switching moment for half of switching period in mode 4

由表2可得实现软开关的四个约束条件。但是,由图2可知iLD0T=iL(D0+D2)T,且该模式下功率正向传输时iL(0)<0总是满足,所以,软开关所需的约束条件为:

(2)

由上式可得存在很多控制坐标D均能满足约束条件,实现全部器件软开关。并由图2可以看出,由于vp(t)和vs(t)之间存在相移,在传输功率过程中,电感电流与原边侧电压存在相位相反的阶段。在这个阶段内,传输功率为负,功率回流到输入电源中,将这部分功率定义为回流功率。结合表2,在模式4下为了满足ZVS的工作条件,DAB变换器内部必定存在回流功率,将导致增加。为此,通过结合电感电流有效值优化调制策略[21],可以获得具有较小的ZVS调制策略,下面将对上述问题进行求解。

在不等式约束下,可行解有无穷个。在实际应用中,可以将不等式约束转化成等式约束,即从众多可行解中选出一个合适的解。在工作模式4的定义域中,电感电流在[(D0+D2)T,D1T]阶段增量为负,因此使得电流在开关时刻(D0+D2)T为正,在开关时刻D1T为负,就可以保证条件式(2)得到满足,实现ZVS。结合文献[21]电感电流最优化调制策略,将不等式约束条件转化为使得流经电感的电流在(D0+D1+D2)T/2时刻过零,满足上述条件,同时保持电感电流最优化调制策略中D0和D1的关系,整理可得式(3):

(3)

此外,基于在时间间隔[(D0+D2)T,D1T]阶段内iL(t)为负增量的假设,D2需要满足定义域的约束(即D0+D2<D1)。由此可得D2的计算表达式为:

D2=α(D1-D0)

(4)

D1由具体的传输功率所确定。对于D2,可通过α可取大于0小于1的常数而确定。

当α较小时,会产生较大的回流功率,即在相同的传输功率下,显著增加电感电流有效值。但是,α较大时对于靠近Pn,t=2M(1-M)的工作点,需要较大的死区时间才能完成对MOSFET寄生电容的充放电,这会使得S3和S4不能实现ZVS,α的具体取值可根据DAB变换器设计的具体参数进行选取。一般地,可取α=0.65。

以电压传输比M=0.7为例,当α取不同值时,随传输功率变化的曲线见附录A图A1。如图所示,在相同功率下当α减小时,明显增大。因此,在能实现ZVS的条件内,应该尽量增大α的值。

由上文所提出控制策略约束的控制坐标轨迹必须处于模式4的定义域内,因此由控制变量的约束可进一步求得式(5)为变换器工作在该模式下适用的功率范围,可知该模式的调制策略适用于小功率范围(low power levels,LPL)[21]。

Pn,t∈[0,2M(1-M)]

(5)

2.2 中功率分段ZVS调制策略

如上一节分析,根据开关器件动作的时刻,得到中功率分段实现ZVS的约束条件及每一个开关器件动作时刻电感电流表达式, ZVS约束条件为:

(6)

由式(6)可得同样存在很多控制坐标D均能满足约束条件,使DAB实现ZVS工作。结合电感电流最优化调制策略,通过减小D2,可以减小电感电流有效值,故取D2=0。所以该功率范围内ZVS的调制策略可以表示为:

(7)

以电压调制比M=0.7为例,当D2取不同值时,随传输功率变化的曲线见附录A图A2。如图所示,在相同功率下当D2减小时,明显减小。因此,在模式1的定义域内,应该尽量减小D2的输入量。

变换器工作在该模式下适用的功率范围如式(8)所示,可以看出此模式的调制策略适用于中等功率范围(medium power level,MPL)。

(8)

2.3 高功率分段ZVS调制策略

当传输功率进一步增大时,DAB变换器采用传统的SPS控制方式，如式(9)所示,就能实现全部器件ZVS且具有较小的有效值。

(9)

综合式(4)，(7)和(9)所示的调制策略,即可在全功率范围内使得DAB实现全部器件ZVS。

3 实验验证

本文以TMS320F28335为控制器开关器件,选用了SiC MOSFET器件C3M0065090D,反并联二极管同样选用SiC Schottky二极管C3D08060A,在实验室搭建了DAB直流变换器实验平台见附录A图A3。实验验证时,将V1设定为200 V,V2可变,使得实验模拟不同电压调制比下的应用情况,频率为20 kHz,主要电路参数见附录A表A2。

实验的输入电压为200 V,输出电压为140 V。图3中的图3(a)和(c)分别为工作在模式4小功率范围和模式1中等功率范围的变压器两侧交流波形与电感电流波形,图3(b)和(d)分别为两种工作情况下开关器件S2,S4,Q2和Q4的驱动波形以及VDS波形。从图中可以看出,这四个开关器件驱动波形以及VDS波形均没有交叠,都能实现ZVS。因为DAB 变换器正常运行时,上下管工作具有对称性,所以可以推断出DAB能实现全部器件ZVS的工作情况。

由于大功率范围内,变换器控制为SPS,且能实现所有器件的ZVS,故此处不再进行验证。

图4为M=0.5和M=0.7时采用ZVS调制策略和SPS调制的电感电流有效值、效率对比曲线。图4(a)和(c)描述了由传输功率Pn,t和输出电压V2定义的不同选定工作点的电感电流有效值曲线,相应的效率曲线如图4(b)和(d)所示。从实验结果来看,考虑电感电流有效值优化条件下,ZVS调制策略不但使变换器所有器件均能实现ZVS,同时使得电感电流有效值尽可能最小。而传统的SPS控制,只有当传输功率较大时才能达到所有器件的ZVS,且无法控制减小电感电流有效值,效率均小于ZVS调制策略。

图3 V2为140 V的实验波形(M=0.7)
Fig.3 Experimental waveforms when V2=140 V (M=0.7)

由图4(a)和(b)可知,当输入电压为200 V,输出电压为100 V,在传输功率为125 W与694 W时,电流有效值分别从SPS控制下的6.63 A和9.41 A减小到ZVS调制策略下的2.58 A与8.22 A,相应的变换器效率从71.9%和89.8%提升到91.4%与93.2%。图4(c)和(d)为变换器工作在输入电压200 V,输出电压140 V的状态,在传输功率为392 W与885 W时,电流有效值分别从SPS控制下的4.92 A和7.48 A减小到3.78 A与7.02 A,相应的变换器效率从92.6%和96%提升到94.2%与96.5%,图5为在线优化的仿真结果,控制算法如上述分析所示。输入和输出电压分别为200 V和140 V。负载电阻从47 Ω切换至19.7 Ω。可见,在切载前后变换器均处于稳定工作状态,优化的控制是通过所提出的稳态控制算法实现的。

图4 不同参数下的对比曲线
Fig.4 Comparison curves under different parameters

图5 闭环仿真波形
Fig.5 Waveforms of closed-loop simulation

由实验可知该调制策略不仅实现软开关、改善开关器件的工作条件,且极大提高了变换器传输效率。在变压传输比越偏离1和低功率段,效率提升更明显。

4 结语

本文针对TPS调制方法下的DAB变换器进行了详细分析,并根据TPS调制下变换器的工作原理,对变换器的工作模式进行划分。针对不同模式得到ZVS的条件,进一步将ZVS调制策略与电感电流有效值最优控制进行结合,提出了一种能使得全部器件在全功率范围实现ZVS控制的调制策略,实现全功率范围内所有器件的ZVS工作和电感电流有效值准最优化控制。该方法在改善变换器的开关工作条件的同时,使得转换效率得到提高,在低功率段的效率提升尤其明显;该方法还简化了控制计算,实现变换器的在线优化控制,提高了控制的实时性。最后实验验证了本文所提出的调制策略的有效性。后续可在频率更高的实验平台进行验证。