开关电源的输入滤波器设计及传导干扰抑制

对于开关电源DC-DC变换器，为抑制其工作时产生的电磁干扰影响周围设备正常工作或外界干扰信号进入DC-DC电路，提高EMC性能，一般在其前端配置电磁干扰(EMI)滤波器。对于DC-DC变换器，从设计复杂度和成本考虑，大多数EMI滤波器为直流无源低通滤波器，组成元件为差模电感、差模电容、共模电感和共模电容。供电母线上的干扰按照其流动路径可分为在供电母线与回线之间流动的差模干扰和在供电母线、回线与大地之间构成回路的共模干扰。由于差模和共模干扰产生的机理不同，干扰频段不同，对于这两种干扰的抑制方式不同。目前滤波器设计方法和传导干扰抑制措施多种多样，出发角度各有不同。例如文献[1]通过对电路各种干扰源产生的机理，如MOSFET管开关损耗、整流二极管反向恢复尖峰、变压器漏感等因素进行分析，提出传导干扰抑制的方法；文献[2]通过PCB的设计布局布线对电磁兼容的影响进行分析并改进，达到抑制传导干扰的目的；文献[3-4]通过对开关电源产生传导干扰的各个元器件进行建模分析，提出抑制传导干扰的措施。

本文基于BUCK型DC-DC变换电路，从电路匹配性角度出发，进行EMI滤波器设计，再用仿真软件研究滤波器的各个元器件参数对差模与共模传导干扰的影响，根据研究结果对设计参数进行适应性修正。最后提出一个输入EMI滤波器的设计方法，为滤波器设计和元器件选择提供参考，使电路EMC设计更加高效。

1 输入EMI滤波器设计

1.1 电路设计

输入滤波器和BUCK型DC-DC变换器组成原理如图1所示，输入滤波器的CX1和CX2为X电容，CY1～CY6为Y电容，LCM1为共模电感，L为差模电感，C为差模电容；在BUCK电路中，VM1为功率开关MOSFET管，D1为续流二极管，LDM2为差模电感，Co为输出电容，Ro为负载，VPULSE为控制MOSFET管VM1开通与关断的脉冲源；对于BUCK型电路原理和元器件参数设计可参考文献[5]；此处DC-DC变换器的最低输入电压为28 V，输出电压为5 V，输出电流为1 A，效率为70%，脉冲源VPULSE工作频率为100 kHz。

图1 输入滤波器和BUCK电路原理图

滤波器的差模电感和电容参数计算如下：

(1)按式(1)计算DC-DC变换器的阻抗

式中：Rmin为变换器最小输入阻抗(滤波器输出端)；效率为η=70%；输出功率为Pout=5 W，最大输入电流(最小输入电压时)为Imax=0.255 A；最低输入电压为Vmin=28 V。

(2)按式(2)确定电流一次谐波分量

占空比可以按照最坏情况进行假设，即占空比为50%(根据不同拓扑，也可能是三角形波，但是50%占空比的方波基波有效值分量最大，确保滤波器有较大设计裕量)。用计算机FFT方法或者手工计算可得到相对电流基波的含量百分比ηI，最后得出基波电流分量。

式中：Ib为输入电流方波的基波有效值；D为占空比，取最坏情况为50%；ηI=63.36%。

(3)按式(3)计算所需衰减和最大转折频率fcmax

在确定最大反射纹波为Ir=0.01 A电流峰值的目标下，可确定所需的最小衰减dmin：

式中：f=100 kHz，fcmax=17.59 kHz。

(4)按式(4)和式(5)计算最小电容值和最大电感

为保证滤波器有较大的阻抗裕量，取滤波器阻抗RF为最小输入阻抗Rmin的0.2倍，最小电容为：

最大电感为：

由于X电容值、Y电容值及共模电感值并没有严格意义上的公式进行计算，但此三项取值直接关系到EMI滤波器传导干扰的抑制效果，所以先根据一般经验值，X电容CX1、CX2取值为 0.1 μF，Y电容 CY1～CY4，CY5～CY6取值为0.01 μF；根据共模电感值与额定电流的关系[6]，LCM1取值为1 mH。下面再通过仿真分析结果研究各个参数对传导干扰的影响，对上述参数进行修正。

1.2 输入EMI滤波器与DC-DC变换器级联的稳定性

为避免开关电源设计时发生由于输入滤波电路与DCDC变换器阻抗不匹配而引起振荡或不稳定性问题，在全频段输入滤波器的阻抗应小于DC-DC变换器的阻抗，一般低于1/4倍，但为了保证具有更高的稳定性设计裕量，控制指标低于1/5倍。用式(6)表示为：

式中：Zfilter为全频段输入滤波器的阻抗；ZDC-DC为全频段DCDC变换器的阻抗。

一般最不稳定的工作点发生在输入滤波电路电感与电容的谐振频率上，因为在谐振频率点上，输入滤波器阻抗为最大，所以保证在谐振频率点上，输入滤波器阻抗小于DCDC变换器阻抗即可满足级联稳定性要求。

根据二端口网络理论定义[7]，可将输入滤波器和DC-DC变换器作为二端口网络来分析其阻抗特性，其模型如图2所示。

图2 电路的二端口网络模型

滤波器Z参数方程组如式(7)，DC-DC变换器Z参数方程组如式(8)所示：

在式(7)中，当 I2=0 时，Z11=U1/I1，Z21=U2/I1，当 I1=0 时，Z12=U1/I2，Z22=U2/I2。为计算上述参数，本文借助Saber仿真软件提供的二端口网络分析功能计算滤波器Z参数。为此图1所示的滤波器电路在Schematic环境中绘制成图3所示电路。

图3 测试滤波器Z参数电路

然后进入菜单Analysis/Frequency/two port二端口网络分析功能，并在input/output对话框Parameters选项中选择impedance，Z参数仿真计算结果如图4所示，由滤波器4个Z参数的频率响应图可看出滤波器阻抗频率响应幅值有最大值，可据此计算滤波器最大阻抗。

图4 滤波器Z参数计算仿真结果

同理，将图1的DC-DC变换器在Saber的Schematic中绘制成图5所示电路。

图5 测试DC-DC变换器Z参数电路

依照上述计算滤波器Z参数的方法，DC-DC变换器Z参数仿真计算结果如图6所示，由DC-DC变换器4个Z参数的频率响应图可见DC-DC变换器阻抗频率响应幅值有最小值，可据此计算滤波器最大阻抗。

图6 DC-DC变换器Z参数计算仿真结果

根据上述滤波器与DC-DC变换器的Z参数计算结果，对组成级联电路的阻抗匹配频响进行分析验证，仿真结果如图7所示，在最坏情况下DC-DC变换器的输入阻抗Zdc-dc=50.5 Ω，滤波器输入阻抗Zfilter=33.7 Ω，满足式(6)的条件且有16.8 Ω的阻抗裕度。

图7 滤波器与DC-DC变换器的阻抗频率响应分析图

以上结果表明初步设计的电路参数满足输入EMI滤波器与DC-DC变换器级联稳定性判定标准，不会因两电路级联阻抗不匹配引起振荡及工作不稳定的情况。

2 设计参数对传导干扰的影响分析

2.1 传导干扰的测试原理图

DC-DC变换器EMI传导干扰主要使用线路阻抗稳定网络(LISN)进行测试[8-9]。LISN串接在一次电源输入与受试设备(输入滤波器和DC-DC变换器)之间，输入正线和回线各串接一个LISN进行传导测试。用LISN测试传导干扰原理如图8所示。其中 L1=L2=5 μH，C1=C2=1 μF，C3=C4=0.1 μF，R1=R2=1 kΩ，接收机内阻抗R3=R4=50 Ω。

图8 用LISN测试传导干扰原理图

根据差模干扰UDM和共模干扰UCM电压按式(9)进行计算：

式中：U3和U4分别为接收机R3和R4采集到的电压信号。

2.2 仿真结果

在滤波器和DC-DC变换器的Saber模型输入端的正线和回线分别加入LISN阻抗网络，EMI测量仿真电路如图9所示。

图9 EMI测量仿真电路图

不同Y电容值的EMI差模传导干扰幅度频谱对比如图10所示，其中DM1、DM2、DM3为Y电容分别取值0.001、0.01、0.1 μF的差模EMI传导幅频特性，不同Y电容值的EMI共模传导干扰幅度频谱对比如图11所示(本文仿真频段依据实际产品EMI传导干扰特性测试项目CE102的测试频段：10 kHz～10 MHz)[10]，CM1、CM2、CM3为Y电容，分别取值0.001、0.01、0.1 μF的共模EMI传导幅频特性。

图10 不同Y电容值的EMI差模传导干扰

图11 不同Y电容值的EMI共模传导干扰

通过传导干扰幅度频谱对比图可看出，随Y电容值增加，差模干扰信号的主频及其二、三次谐波幅值为增大趋势，高频段(1 MHz以上)干扰信号幅值为减弱趋势，即在10 kHz～10 MHz传导干扰频段，以1 MHz为中心，左右两边呈现“跷跷板”现象。共模传导干扰幅值随着Y电容值增加呈单调下降趋势。由于差模干扰的频率主要集中在1 MHz以下，共模干扰的频率主要在1 MHz以上，这说明Y电容有益于EMI滤波器抑制共模干扰，但恶化了差模传导干扰。所以在EMI滤波器设计时，需根据电路EMC特性对Y电容值的选取进行折中考虑，过大会造成主频及谐波差模干扰信号超差，过小则对共模干扰信号的抑制作用不明显，本设计为保证主频及其二、三次谐波幅值最小，取Y电容值为1 000 pF。

不同X电容值的差模传导干扰幅度频谱对比如图12所示，其中DM4、DM5、DM6为输入滤波X电容分别取值0.01、0.1、1 μF的差模传导幅频特性，不同X电容值的EMI共模传导干扰幅度频谱对比如图13所示，CM4、CM5、CM6为X电容分别取值0.01、0.1、1 μF的共模传导幅频特性。

图12 不同X电容值的EMI差模传导干扰

图13 不同X电容值的EMI共模传导干扰

由仿真结果看出，随X电容增大，EMI差模和共模干扰信号幅度有明显降低，但增加至一定值时，再增大X电容对差模和共模干扰信号的抑制作用明显减小。所以通过仿真分析可见，增加EMI滤波器X电容对EMI干扰信号的抑制作用有一定的“饱和阈值”，低于此阈值时干扰信号的幅值随X电容增大而减小，高于此阈值后，增大X电容对干扰信号的抑制作用不再显著，因此本设计X电容选取中间值0.1 μF。

不同共模电感值的EMI共模传导干扰幅度频谱对比如图14所示，其中CM7、CM8、CM9为共模电感分别取值0.5、1、1.5 mH的传导幅频特性。

图14 不同共模电感值的EMI共模传导干扰

通过输入滤波器不同共模电感值的传导干扰幅度频谱对比图可见，随电路输入滤波器共模电感值增加后，在高频段1 MHz以上共模干扰信号幅值有明显减弱，主频及谐波幅值变化不明显，说明差模干扰信号主要集中在1 MHz以下。经过仿真，电路的差模干扰仿真波形基本与共模电感值增加前保持一致，没有发生变化，这说明，增加共模电感值并不能够改善电路的差模EMI传导特性。因此在条件允许的情况，可选1.5 mH的共模电感对高频共模干扰进一步抑制。

3 实际电路CE102实验情况

将以上设计的电路进行CE102实验验证，以验证电路在输入电源线上的传导发射特性，实验和测试的依据按照GJB151B和GJB152B进行。实际实验按照两种情况进行：一种是初步设计滤波器参数后进行的，其实测结果如图15所示；另一种情况是经过仿真设计结果，对滤波器的设计参数进行优化后的，如图16所示。从实验结果看出，两种情况均没有出现因级联电路的不稳定性导致的低频大幅振荡现象，优化设计前，从CE102实测波形图看，超过限值的频点均为开关频率及其各次谐波，经过仿真手段优化设计参数后，很好地抑制了传导干扰尖峰，没有超差频点，说明改进措施有效。

图15 初始设计参数CE102实验结果

图16 优化设计参数后CE102实验结果

4 EMI抑制与滤波器设计方法

通过以上仿真分析及实测验证，可对EMI输入滤波器各元器件参数对传导干扰抑制效果总结如表1所示。

结果表明，输入滤波器的设计参数取值并非越大对EMI传导干扰抑制效果越明显，元器件的参数选取应折中考虑，既要达到良好的EMI滤波效果同时还需考虑电路的体积尺寸和成本因素，使参数选取最优化。对输入滤波器进行传导干扰仿真分析结果说明，如果原设计参数对EMI传导干扰抑制效果与仿真结果有一定偏差，可按照仿真结果，对设计参数进行适应性修正，此设计方法可用于实际产品CE102实验超差问题的解决，提高整改效率。设计流程图参考如图17所示。

表1 输入滤波器各元器件参数对传导干扰抑制效果

图17 输入滤波器设计流程图

5 结束语

滤波器设计方法多种多样，出发角度各有不同。本文从电路匹配性为出发点，结合二端口网络分析的方法进行开关电源EMI滤波器设计，可有效避免因阻抗不匹配导致的电路振荡问题。基于Saber仿真软件对设计电路的传导干扰特性进行了仿真研究，分析了滤波器的设计参数对共模和差模传导干扰信号的抑制作用。根据仿真波形的结果对滤波器的参数进行设计，给出了一个滤波器设计参数的选取方法，经CE102实验验证优化措施有效，为实际产品中有针对性地解决EMI传导干扰超差的问题提供了参考。